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ZVZCS移相全桥变换器的拓扑综述

http://www.dykf.com  2008/11/8  电源开发网

1. 引言 　　近年来，各种软开关PWM变换器被广泛的提出，尤其是ZVS FB PWM变换器，它不仅综合了普通PWM变换器和谐振变换器的优点，而且与谐振变换器相比，还能在较低的电压、电流应力下实现软开关条件。它充分利用开关管的结电容和变压器的漏感，采用移相控制策略来实现主开关管的零电压条件，其电路简单，无需额外的谐振元件。但仍然存在如下缺陷：(1)、实现ZVS条件的范围小；(2)、占空比损失较大；(3)、二次整流侧的电压振荡较大；(4)、由于IGBT的电流拖尾现象而不适用于IGBT的高功率变换器应用场合等。 　　在高压高功率变换器中，IGBT与MOSFET相比，具有较高电压率、较高功率密度和较低价格，而将逐步取代MOSFET。为了减小IGBT的关断损耗，并克服ZVS FB PWM变换器本身存在的一些缺陷，一种ZVZCS移相全桥变换器被广泛提出[1-6]。它的超前桥臂ZVS条件的实现与普通ZVS移相全桥变换器类似，但滞后桥臂ZCS条件是通过滤波电感电流续流期间复位主电流来实现。复位主电流有很多方法可以实现：一是通过在二次侧加入有源嵌位[1][2]，该方法不仅能为滞后桥臂提供ZCS条件，而且还能嵌位二次侧的整流电压。但辅助开关增加了成本和控制复杂度，而且是硬开关，降低了效率；二是使用饱和电感和直流隔直电容[3]，但饱和电感损耗限制了变换器的最大功率（一般为5KW），而且电容电压降也增加了导通损耗；三是利用IGBT的反向雪崩电压[4]，但漏感储能完全消耗在IGBT内，所以需要非常小的漏感；四是利用变压器的盘绕电容[5]，但仅适用于高输出电压场合；五是使用谐振电路[6] 　　除此以外，本文还将介绍一些新颖的方法来实现主电流的复位，并简述其工作原理和主要波形图。 2. 一些新颖的ZVZCS移相全桥变换器 2.1、使用一种简单的辅助电路来实现 　　如图1(a)(b)(c)所示，通过在输出整流侧加入辅助电路来复位主电流，(b)中的辅助电路[7]包括变压器辅助绕组、整流桥、嵌位电容、放电二极管和一个无源嵌位电路RCD，既没有额外的有源开关，又不会产生大的循环能量，而且所有的有源和无源设备都工作在最低的电压、电流应力下，一般能运行在10KW以上，但辅助电路有点复杂，而且RCD嵌位电路增加了损耗；(c)中的辅助电路[8]包括三个二极管和两个电容，无需嵌位电路，但变压器漏感与缓冲电容谐振产生的循环电流较大，减小了总的效率，而且二次侧整流二极管的峰值电压增加到2倍；(a)进一步简化了辅助电路，仅包括一个电容和两个二极管，也无需嵌位电路，提高了效率和性价比[9]。 （a） 图 1 　　假设所有的元器件是理想的，输出滤波电感相当于恒流源，则稳态时每半个周期可分为8个工作模态，相应的波形如图2所示。 　　模态 时刻， 和 导通， 与 开始谐振， 通过 和 充电，经过半个谐振周期， 的电压达到最大电压 （其中， 为变压器的变比），此时输出整流电压为 ； 　　模态 时刻， 自然关断， 与 同时向负载传递能量，直到 ； 　　模态3 时刻， 关断，主电流 给 开始充电，同时 放电，变压器原边电压与 以相同斜率线性降低，直到 ； 　　模态4 时刻， 自然导通，由于 远远大于 或 ，以致于 保持其两端的电压不变，而变压器原边电压由于漏感 的储能以几乎不变的斜率继续下降，从而导致电压差，该电压差作用于 ，使 开始下降，直到 完全放电； 　　模态5 时刻， ， 导通，此时可以零电压开通 ， 继续向负载提供能量，而二次侧的感应电压作用于 使得 继续快速下降，直到 =0； 　　模态6 时刻，主电流完全复位到零， 提供整个负载电流， 快速下降，直到 完全放电； 　　模态7 时刻， =0，整流二极管全部导通，负载电流通过整流二极管续流，在此期间可以零电流关断 ； 　　模态8 时刻，零电流开通 ，主电流 线性增加，整流电压 仍然为零，该模态结束，将进入下半个周期。 图 2 　　由此可知，该拓扑实现了主开关管的零电压和零电流，但在模态2中，当占空比小于0.5时， 将会导通，所以该拓扑要求其占空比大于0.5。 2.2、一种改进的辅助电路来复位主电流 图 3 　　如图3所示，改进的复位主电流的辅助电路[10]包括三个二极管和一个电容，其中二极管连接嵌位电容和变压器副边的中心抽头，该变换器的优点有：占空比损失小，电压应力小及价格便宜等，适用于高电压低电流和占空比小的高功率场合。虽然与图1(a)拓扑相比，多用了一个二极管，但克服了其不适应占空比小的变换器的缺陷。 　　假设所有的元器件是理想的，输出滤波电感足够大，可看作恒流源，则稳态时每半个周期可分为9个工作模态，相应的波形如图4所示。 　　模态1 时刻， 和 导通，输入电压 向负载提供能量， 与 通过 开始谐振，主电流 快速增大， 充电，直到 ； 　　模态 时刻， 导通， 通过 ， 继续与 谐振，直到完全释放能量， 零电流关断，此时输出整流电压 ； 　　模态3 时刻， 关断，输入电压继续向负载提供能量，直到 （ 为变压器的变比）； 　　模态4 时刻， 关断，主电流 给 开始充电，同时 放电，变压器原边电压与 以相同斜率线性降低，直到 ； 　　模态5 时刻， 自然导通，由于 远远大于 或 ，以致于 保持其两端的电压不变，而变压器原边电压由于漏感 的储能以几乎不变的斜率继续下降，从而导致电压差，该电压差作用于 ，使 开始下降，直到 完全放电； 　　模态6 时刻， 自然导通，此时 可以零电压开通， 继续向负载提供能量，二次侧的感应电压作用于 使得 继续快速下降，直到 =0； 　　模态7 时刻，主电流完全复位， ， 都关断， 通过 提供整个负载电流，二次侧电压快速下降，直到零，该模态结束； 　　模态8 时刻， 完全放电， 和 继续向负载提供能量，整流二极管导通续流； 　　模态9 时刻， 零电流关断，同时 零电流开通，进入下半个周期。 图 4 2.3使用耦合输出电感来实现 图 5 　　如图5所示，含耦合电感的二次侧辅助电路[11]实现了主电流的复位，具有电路简单，效率高，整流二极管的软关断、低的电压应力及循环电流的自调整等优点而使其广泛应用于高压高功率场合。 　　假设所有的元器件是理想的，输出滤波电感足够大，可看作恒流源，则稳态时每半个周期可分为8个工作模态，相应的波形如图6所示。 　　模态 时刻， 和 5导通，主电流 线性增大，直到输出电感电流在原边线圈的感应值，即 （其中 为变压器的变比）； 　　模态 时刻，输入能量传递给负载， 和 开始谐振， 的感应电压给 充电，直到最大值 ，为了防止 导通，一般使 （其中 为耦合电感的变比）。 　　模态3 时刻， 零电流关断， 电压被嵌位于 ； 　　模态4 时刻， 关断，主电流 给 开始充电，同时 放电，变压器原边电压与 以相同斜率线性降低，直到 ； 　　模态5 时刻， 自然导通，由于 远远大于 或 ，以致于 保持其两端的电压不变，而变压器原边电压由于漏感 的储能以几乎不变的斜率继续下降，从而导致电压差，该电压差作用于 ，使 开始下降，直到 完全放电； 　　模态6 时刻， 已完全放电， 自然导通，此时 可以零电压开通， 继续向负载提供能量，二次侧的感应电压作用于 使得 继续快速下降，直到 =0； 　　模态7 时刻，主电流完全复位， 自然关断， 通过 放电，提供整个负载电流，二次侧电压快速下降，直到零； 　　模态8 时刻， 完全放电，输出电感电流通过 续流， 时刻， 零电流关断，进入下半个周期。 图 6 2.4、使用与滞后开关管串联二极管来实现 　　通过与滞后开关管串联二极管来防止开关管的反向循环电流，而使开关管能在ZCS条件下关断，又是一个较好的方法。下面介绍两种新颖的拓扑：一是在变压器原边串联一个隔直电容，如图7所示，则在超前桥臂开关期间，输出滤波电感与变压器漏感串联，两者的能量用来提供ZVS条件，所以很容易实现。在零状态，负载电流经过整流二极管续流，隔直电容电压完全用来复位主电流，可以在任意负载下实现滞后桥臂的ZCS条件，其详细工作原理见文献[12]。二是在串联二极管的开关管上再分别串联电感，如图8所示，来实现开关管的ZCS开通和关断，不仅实现条件的负载范围大，而且没有占空比损失，其详细工作原理见文献[13]。但是，它们的共同缺点是由于串联的二极管，增大了原边的导通损耗。 图 7 图 8 3. 总结 　　软开关PWM全桥变换器可分为两类：ZVS PWM全桥变换器和ZVZCS PWM全桥变换器。在零状态时，有两种方法可以截至主电流的反向电流，从而实现滞后桥臂的ZCS条件。一种是在超前桥臂和滞后桥臂之间实现，大概有四种方法[2][3][7][9][14]，其中最简单的方法是在超前桥臂和滞后桥臂之间加饱和电感[3]，在零状态期间，饱和电感处于线性状态，阻止主电流反向；另一种在滞后开关管上串联二极管[12][13]，使开关管单向导通。 　　本文总结了实现主电流复位的常用方法，并在此基础上简要介绍了最近一些新颖的ZVZCS移相全桥变换器拓扑，分析了其工作原理，给出了主要波形图。 参考文献 [1]、J.G..Cho, G.H.Lim and F.C.Lee, “zero voltage and zero current switching full bridge PWM converter using secondary active clamp”, in Proc. 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作者：李金鹏  …  来源：《电源世界》2004年第7期  点击数：

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