5kW光伏逆变电源DC-DC模块的设计--打印文章-电源开发网

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5kW光伏逆变电源DC-DC模块的设计

http://www.dykf.com 2009/1/28 电源开发网

0 引言

　　光伏户用电源系统，由光伏阵列、充电控制器、蓄电池放电控制器和逆变电源五部分组成。如图1所示。

　　　　　　　　　　　　　图1　光伏逆变电源系统结构框图
　　目前光伏逆变电源多采用高频变换，通过高频DC-DC变换技术，先将低压直流变为高频低压交流，经过高频变压器升压后再整流成高压直流，若对其进行正弦变换，即可得到50Hz、220V正弦波交流电。但因采用高频变换，因而体积小、重量轻、噪音小、效率高。

　　随着谐振开关电源的发展，谐振变换也被用在逆变电源系统中，即构成了谐振型高效逆变电源。该逆变电源是在DC-DC变换中采用了零电压开关技术，因而开关损耗基本上可以消除，即使当开关频率超过1MHz以上后，电源的效率也不会明显降低。本文选用移相控制全　桥零电压开关PWM变换器作为DC-DC升压环节。本设计就针对DC-DC模块进行详细设计。

设计指标如下：
1。输入直流电压44V~48V；
2。输出直流电压为350V，输出电流14A；
3。最大输出功率：5000W；

1　主电路设计

1.1 主电路拓扑

图2　 Phase-shifted FB ZVS主电路拓扑
　　图2是移相控制全桥零电压开关PWM变换器电路原理图。其中，Vin 为输入直流电压，D1-D4分别为Q1-Q4的内部寄生二极管，C1-C4分别为Q1-Q4的寄生电容或外接电容，Lr是谐振电感，它包括变压器的漏感。Q1和Q2组成的桥臂为超前桥臂,Q3和Q4组成的桥臂为滞后桥臂。开关频率为100KHZ。

1.2　高频变压器原副边变比

　　为了在规定的输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压Vin选择。考虑到移相控制存在副边占空比丢失现象，选择副边占空比为0.85，则可技术出副边电压Vsec(min)为：　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　

其中，V0是输出直流电压，VD是输出整流二极管的通态压降，VL是输出滤波电感上的直流压降。故变压器原副边变比为：

，选择变比为 K=1/10。

1.3　主功率管的选择

　　本直流升压环节选用MOSFET作为功率开关管来构成全桥电路。由于输入直流电压最大值为48V，原边电流最大值为

。根据经验，此升压电路功率开关管选用FAIRCHILD公司的FQA160N08,其漏源电压为80V，正常漏极电流为160A。其沟道电阻Rds(on)=0.0056Ω。

1.4　谐振电容

　　谐振电容的选择应考虑下述因素：为了在任意时均能实现各桥臂的零电压关断，Vin应取最小值Vin(min)；考虑到满载时实现零电压关断；负载电流为1.5A时滤波电感Lf的电流临界连续。也就是说，的脉动量Δ 为3A。要实现开关管的零电压关断，谐振电容充放电时间必须大于开关管关断时间，即：

。其中，Cr是谐振电容，I是各桥臂关断时原边电流的大小，Vin是输入直流电压。在满负载时，

，开关管FQA160N08的关断时间

1.5　谐振电感值

　　为了实现滞后桥臂的零电压开关，必须满足下式：

　。其中Lr是谐振电感，I是滞后桥臂开关管关断时原边电流的大小，Ｃd5 是开关管漏源极电容，Vin是输入直流电压。

　　谐振电感的选择应考虑下述因素：为了在任意时均能实现滞后桥臂的零电压开关，Vin应取最大值Vin(max)；考虑到1/3以上满载时实现零电压开关；负载电流为1.5A时滤波电感Lf的电流临界连续。也就是说，

的脉动量Δ

为3A。
在1/3负载时，

，开关管的漏源极电容

。

1.6　高频变压器设计

　　根据变压器的温度、功率及频率，选择EE90磁芯，有效截面积为Ae=4.19cm2,磁芯窗口面积为Aw=6.08cm2。则原边绕组匝数为：ΔΒ 为磁感应增量，ton为一次侧导通脉冲时间

　　为了在任意输入电压时能够输出所要求的电压，变压器的副边匝数应按最低输入电压Vin(min)选择。同时应考虑副边占空比的丢失和死区影响，实际确定副边最大占空比　　Dsec(max)。所以副边绕组匝数为：

。其中VO为输出电压，VD为二极管的管压降，VL为滤波电感的直流压降。

1.7　输出滤波电感的电感量

　　在设计变换器输出滤波电感时要求输出滤波电感在某一个最小电流时保持连续。电感Ｌf的最小值应为：

　　在工程设计时，一般的经验算法是要求输出滤波电感电流的最大脉动量ΔImax为最大输出电流的20%，也就是说在输出满载电流的10%的条件下，输出滤波电感电流应该保证连续。那么上式中的

。由于输入电压是变化的，为了保证滤波电感电流的最大脉动量不超过最大输出电流，上式中的Vin取Vin(max)。全桥变换器的开关频率为fs，副边整流后的方波电压的频率为2fs，即上式中 =2fs。这样，上式可改成下式：
　

1.8　输出整流二极管的选择

　　本电源的开关频率为100kHz，输出整流二极管应选用超快恢复二极管。对于本电路而言，整流管上承受的最大反向电压为Vbr=Vin/K=48*10=480V。在整流管开关时，有一定的电压振荡，因此要考虑裕量，可以选用600V的整流二极管。整流二极管在理想状态下，流过的最大电流等于输出最大电流14A，考虑占空比引起的电流增加和一定的安全余量，可以选用25A的整流二极管。此升压模块采用的是IXYS公司的DSEI30的超快速恢复二极管，额定电压是600V,额定电流是37A。

2　控制电路设计

　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　图3　控制电路
　　控制电路采用了专用移相控制器件UC3879（参考文献4），如图3所示。此设计UC3879采用了电压型PWM控制方式。其中包括过流保护电路，输出电压反馈可调控制电路以及蓄电池欠压保护电路。
　

　
　　　　　　　　　　　　　　　　　图4　驱动电路
　　UC3879输出的OUTA，OUTB，OUTC，OUTD4路信号再通过门控隔离驱动而设计的光耦隔离驱动电路集成芯片TLP250组成了驱动电路，如图4所示，四组分别驱动Q1-Q4开关管，需要3个20V辅助电源， OUTA/OUTB，OUTC/OUTD相位互补，OUTA(OUTB)分别超前OUTC(OUTD)一定的移相角。辅助电源是由蓄电池、UC3844、TL431所组成的自反激式变换器。

3　仿真结果

经过仿真实验后，结果如下：
　

　
　　曲线1代表副边电压波形，曲线2代表原边电压波形，曲线3代表原边电流波形，从曲线2和曲线3 的比较可以看出，当原边电流从正（或负）方向变化到负（或正）方向时，副边存在占空比丢失（图中垂直虚线表示）。

　
曲线4为Q3的驱动波形，曲线5 为其漏－源电压波形。从中可以看出，当驱动电压变为正方向时，其漏源电压已经为零了，其内部寄生的反并联二极管已经导通，此时开通MOSFET就是零电压开通。而在开关管关断时，由于谐振电容的存在，使它是零电压关断。因此该移相控制方式实现了开关管的零电压开关。

4　结语
本文介绍的全桥移相ZVSPWM的DC-DC模块开关管实现了ZVS，但副边存在占空比的丢失，一般需采用以下两种方法解决：① 采用辅助网络增强滞后桥臂实现ZVS的能力；② 采用饱和电感的办法。还需要做进一步研究。
参考文献
[1] 张占松、蔡宣三，开关电源的原理和设计（修订版），电子工业出版社，2004
[2] 黄俊、王兆安，电力电子技术（第四版），机械工业出版社，2001
[3] 原田耕介，开关电源手册，机械工业出版社，2004
[4] Unitrode公司产品应用手册，Phase Shift Resonant Controller
[5] 申志宏、李时杰，基于UC3879的移相全桥ZVS-PWM逆变器的研究，国外电子测量技术 2003（增刊）：25～28，2003
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作者：申翔苏建… 来源：电源世界点击数：

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