Abstract：Bi-directional inverter with high-frequency link has the advantages such as bi-directional power flow, high frequency electrical isolation, simple topology, few stages of power conversion, and it is especially suitable for occasion in bi-directional power flow. A new-type bi-directional high-frequency link inverters circuit configuration and topology, shifting control strategy, analysis of steady principle, and design criteria for the key circuit parameters are deeply investigated in this paper . The theoretical analysis is verified by the test results.

Keyword：high frequency link inverter phase shifting control bi-directional power flow

1. 引言

    新颖的双向高频环节逆变器^[1、2、3]，具有双向功率流、高频电气隔离、拓扑简洁、两级功率变换（DC/HFAC/LFAC）等优点，特别适用于要求双向功率流的逆变场合^[4]。以双向高频环节逆变器构成的交流UPS^[5]。

    本文主要开展新型的双向高频环节逆变器的控制策略、原理特性、关键电路参数设计准则、原理试验等研究。

2. 电路拓扑与控制策略

    双向高频环节逆变器的电路结构，由高频逆变器、高频变压器、周波变换器等构成，如图1（a）所示，具有双向功率流、高频电气隔离、拓扑简洁、两级功率变换（DC/HFAC/LFAC）等优点。其全桥桥式拓扑，如图1（b）所示。

（a）电路结构

（b）全桥桥式

图1 电路结构与全桥桥式拓扑

    双向高频环节逆变器可采用移相控制策略，原理波形如图2所示。采用移相控制策略，双向高频环节逆变器可实现周波变换器的零电压（ZVS）开关、输出滤波电感电流的自然换流、输出滤波器前端电压为单极性SPWM波。

图2 双向高频环节逆变器移相控制原理图

3. 稳态分析

    这里仅分析输出电压U₀、输出电感电流I_Lf均大于零时一个开关周期内逆变器的稳态工作情况。在一个开关周期内，逆变器可分为十二个工作模式。其稳态原理波形和开关模态分别如图3、图4所示。

图3 移相控制高频环节逆变器一个开关周期内的稳态波形

t=t₁～t₂：t₁时刻前，变压器原边绕组电压U_EF为零，原边电流i_EF经S₁、D₂流通。t₁时刻，S₄全电压开通，i_EF经S₁、D₄流通；U_EF=U_i；电感电流i_Lf（此时为i_A）经S₅ 、S₆流通；输出滤波器前端电压U_DC=U_AC=2N₂U_i/N₁；如图4(a)所示。

t=t₂～t₃：t₂时刻，S₁零电压关断；C₁电压快速从零上升到U_i值，C₃电压同时从U_i值快速下降到零；i_EF经S₄、D₃流通；U_EF=0；i_Lf经S₅ 、S₆流通；U_DC为零；如图4(b)所示。

t=t₃～t₄：t₃时刻，S₃零电压开通；i_EF经S₄、S₃（和D₃）流通；U_EF=0；i_Lf经S₅ 、S₆流通；U_DC为零；如图4(c)所示。

t=t₄～t₅：t₄时刻，S₇、S₈零电压开通；i_EF经S₄、S₃（和D₃）流通；U_EF=0；i_Lf经S₅ 、S₆流通；U_DC为零；如图4(c)所示。

t=t₅～t₆：t₅时刻，S₅、S₆零电压关断；U_EF=0；i_Lf（此时为i_B）经S₇、S₈流通；i_EF反向经S₃ 、S₄（和D₄）流通；U_DC为零；如图4(d)所示。

t=t₆～t₇：t₆时刻，S₄零电压关断；i_EF经S₃、D₄流通；U_EF=0；i_Lf经S₇ 、S₈流通；U_DC为零；如图4(e)所示。

t=t₇～t₈：t₇时刻，S₂全电压开通；i_EF经S₂、S₃流通；U_EF=-U_i; i_Lf经S₇ 、S₈流通；U_DC= U_BC=N₂U_i/N₁；开关S₆漏源电压U_Ds6= U_BA=2N₂U_i/N₁；如图4(f)所示。

t=t₈～t₉：t₈时刻，S₃零电压关断；i_EF经S₂、D₁流通；i_Lf经S₇ 、S₈流通；U_DC为零；如图4(g)所示。

t=t₉～t₁₀：t₉时刻，S₁零电压开通；i_EF经S₂、S₁（和D₁）流通；U_EF=0；i_Lf经S₇ 、S₈流通；U_DC为零；如图4(h)所示。

t=t₁₀～t₁₁：t₁₀时刻，S₅、S₆零电压开通；i_EF经S₂、S₁（和D₁）流通；U_EF=0；i_Lf经S₇ 、S₈流通；U_DC为零；如图4(h)所示。

t=t₁₁～t₁₂：t₁₁时刻，S₇ 、S₈零电压关断；U_EF=0；i_Lf（此时为i_A）经S₅ 、S₆流通；i_EF经S₁、S₂（和D₂）流通；U_DC为零；如图4(i)所示。

t=t₁₂～t₁₃：t₁₂时刻，S₂零电压关断；U_EF=0；i_Lf经S₅ 、S₆流通；i_EF经S₁、D₂流通；U_DC=0; 如图4(j)所示。t₁₃时刻,开始下一个开关周期。

( a )  t₁~t₂                                        ( b )  t₂ ~ t₃

( c )  t₃ ~ t₄~ t₅                                    ( d )  t₅~ t₆

(e )  t₆~ t₇                                        ( f )  t₇~ t₈

( g )  t₈~ t₉                                     ( h )  t₉~ t₁₀~ t₁₁

( i )  t₁₁~ t₁₂                                      ( j )  t₁₂~ t₁₃

图4 移相控制双向逆变器稳态时的开关模态

4. 参数设计

1）输出电压U_o

移相控制时输出电压与输入电压之间的关系式为：

   （1）

其中，D为有效占空比，R_L为负载电阻，r为线路等效内阻。

2）高频变压器匝比N₁/N₂

由式（1）可得，高频变压器匝比N₁/N₂由式（2）决定：

 （2）

式（2）中，D_max为输出滤波器前端电压u_DC的最大占空比，U_i,min为输入电压的最小值。

3）高频变压器原、副边绕组匝数N₁、N₂

高频变压器原边绕组匝数N₁由式（3）决定：

  （3）

式（3）中，T_{on max}为周期最大开通时间，S为磁芯有效截面积。由式（2）、（3）可得N₂。

4）周波变换器实现ZVS的条件

为了确保周波变换器功率开关能够可靠地实现ZVS，周波变换器的换流重叠时间t_o必须满足：

（D/2）_max≤0.5-t_oF_s                   （4）

5）开关频率F_s

开关频率越高，高频变压器和滤波器体积、重量越小，但开关损耗增大，另外，开关频率还受式（4）的限制。因此，开关频率折衷选择为50kHz。

6）输出滤波器

随着输出滤波电容C_f的增大，输出电压u_o的THD减小，但输出电流的无功分量和变换器的损耗增大。通常，C_f由式（5）决定：

C_f =   （5）

同样，随着输出滤波电感L_f 的增大，输出电压u_o的THD亦减小，但系统的动态响应速度变慢。通常，L_f由式（6）决定：

L_f =（0.5～0.8）R_L /（2πF_c）                                   （6）

式（5）、（6）中，F_c为输出滤波器的截止频率。

7）输出滤波电感电流I_Lf

输出滤波电感电流I_Lf由式（7）决定： 

I_Lf =     （7）

式（7）中， 为输出电压的角频率。

8）功率器件的电压、电流应力

采用全桥桥式拓扑时，逆变桥功率开关S₁～S₄承受的最大电压应力皆为U_DSmax=U_imax,其最大有效值电流应力为I_lmax/ 、峰值电流应力为 I_lmax；周波变换器功率开关S_5A～S_8B稳态时最大电压应力皆为U_imaxN₂/N₁,其有效值电流应力为I_2max/ 、峰值电流应力为 I_2max。

5. 实验结果

    设计实例：全桥桥式拓扑，移相控制策略，输入电压Ui=270V±10% DC，输出电压Uo=115V/400HzAC，额定容量S=1kVA，开关频率Fs=50kHz，变压器原、副边匝比为N₁/N₂=25/20，变压器磁芯选用Mn-Zn铁氧体R2KBD材料PM62×49, 输入滤波电感L=300μH，输入滤波电容C=4.75μF,输出滤波电感L_f=0.5mH，输出滤波电容C_f=4.75μF。功率开关S₁-S_8b均选用IRFP460 MOSFET(20A/500V)，两片移相控制芯片UC3879用于实现移相控制。

   双向高频环节逆变器原理试验波形如图5所示。图5（a）变压器原边绕组电压波形,其为高频三态双极性SPWM波；图5（b）周波变换器功率开关S₆的漏源电压和驱动电压波形，实现了零电压开关（ZVS）；图5（c）为两片UC3879输入的电压移位误差放大信号U_e1^*、U_e2^*，经电压移位后，原先互相反相的双极性电压误差放大信号变换为单极性信号；图5（d）为周波变换器两组功率开关之间的重叠导通时间波形，实现周波变换器的换流；图5（e）为输出电压波形，良好的正弦波形证实了理论分析的正确性。

横坐标：10µs/格     纵坐标： 100V/格

（a）变压器原边绕组电压波形

CH1：漏源电压  横轴：5µs/格    纵轴：50V/格

CH2：驱动电压  横轴：5µs/格    纵轴：5V/格

（b）周波变换器功率开关S₆的漏源电压和驱动电压波形

CH1：U_e1^*  横轴：500µs/格    纵轴：1V/格

CH2：U_e2^*  横轴：500µs/格    纵轴：1V/格

（c）两片UC3879输入的电压移位误差放大信号U_e1^*、U_e2^*

CH1：功率开关S₅、S₆的控制信号      横轴：2µs/格    纵轴：5V/格

CH2：功率开关S₇、S₈的控制信号      横轴：2µs/格    纵轴：5V/格

（d）周波变换器两组功率开关之间的重叠导通时间波形

横坐标：1ms/格     纵坐标： 100V/格

（e）输出电压波形

图5 双向高频环节逆变器原理试验波形

6. 结论
（1）双向高频环节逆变器电路结构由高频逆变桥、高频变压器、周波变换器等构成，具有双向功率流、拓扑简洁、高频电气隔离、两级功率变换（DC/HFAC/LFAC）等优点。
（2）采用移相控制策略，双向高频环节逆变器实现了周波变换器的零电压开关（ZVS）、输出滤波器前端电压为单极性SPWM波、输出滤波器体积重量小、输出波形质量高等优点。
（3）原理试验结果证实了理论分析的正确性。

参考文献
[1] SPWM DC-AC Converter With High Frequency Link[C]. Lai Xiangdong ,Wu Baofang,Dai Zhiping,Yao Guoshung,Qi Yingchuan.IPEMC,1997:316-319.
[2]“单极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器的研究”， 道炼、张友军，《中国电机工程学报》，2003，No.4，pp.27~30.
[3]“一种具有高频环节的SPWPM变换电路的研究”，吴保芳等，电力电子技术，1997，No.2，pp.44~47.
[4]Novel Static Inverters With High Frequency Pulse DC Link . IEEE Trans.Daolian Chen , Lei Li .  Power Electron.2004,19(4):971~978
[5]New conversion system for UPS using high frequency link[J]I.Yamato,N. Tokunaga,Y. Matsuda,H. Amano,Y. Suzuki..IEEE PESC，1988：658-663