陈道炼，李磊

(南京航空航天大学自动化学院，江苏南京210016）

1引言

电力电子研究人员对DC/DC变换器、AC/DC变换器、DC/AC逆变器高频环节变换技术[1]的研究，已取得了显著的成果；对AC/AC变换技术的研究仅限于交流负载与交流电网无电气隔离的晶闸管相控变频器、矩阵变换器[2]。

本文首次提出并深入研究了交流负载与交流电网有高频电气隔离的基于Forward变换器的电压源高频交流环节AC/AC变换器，对电力电子学的发展和实现新型电子变压器、正弦交流稳压器均具有重要意义。

2电压源高频交流环节AC/AC变换器电路

拓扑族与控制原理

2．1电路结构与拓扑族

基于Forward变换器的电压源高频交流环节AC/AC变换器电路结构，如图1(a)所示。该电路结构由输入周波变换器、高频变压器、输出周波变换器构成，能够将一种正弦交流电变换成另一种同频率的正弦交流电。输入、输出周波变换器均由四象限功率开关(能承受双向电压应力和双向电流应力)构成。电压源高频交流环节AC/AC变换器电路拓扑族共8种，如图1(b)～(i)所示。

图1电压源高频交流环节AC/AC变换器电路结构与拓扑族

2．2控制原理

电压源高频交流环节AC/AC变换器采用移相

国家自然科学基金（59977010）、江苏省自然科学基金（BK99121）资助项目。

(a)电路结构

(b)单正激式(c)并联交错正激式

(d)推挽全波式(e)推挽桥式

(f)半桥全波式(g)半桥桥式

(h)全桥全波式(i)全桥桥式

控制策略，如图2所示。四象限功率开关S1(S1′)与S2(S2′)、S3(S3′)与S4(S4′)的驱动信号为互补的高频方波信号，但S3(S3′)与S1(S1′)、S4(S4′)与S2(S2′)之间的驱动信号均有相位差θ(0≤θ≤180°)。图2中，Ts=1/fs为开关周期，fs为开关频率，uAB为滤波器的前端电压。S3(S3′)与S1(S1′)、S4(S4′)与S2(S2′)之间在一个开关周期的共同导通时间DTs/2可表示为

DTs/2=Ts(180°－θ)/(2×180°)(1)

式中：D为占空比。

3电压源高频交流环节AC/AC变换器稳态

原理与外特性

3.1稳态原理

以全桥全波式电路拓扑为例，研究这类变换器的稳态原理与外特性，如图3(a)所示。该变换器稳态工作且CCM模式时，在一个开关周期Ts内可分为四个开关状态，其等效电路如图3(b)～(e)所示。

图2电压源高频交流环节AC/AC变换器移相控制原理

图3(b)、(d)和图3(c)、(e)可分别用图4(a)、(b)所示等效电路表示，其中r为包括变压器绕组等效电

图3全桥全波式电压源高频交流环节AC/AC变换器及其CCM模式时开关状态电路

(a)全桥全波式电路拓扑

(b)S1(S1′)、S3导通，S2(S2′)、S4截止(c)S2(S2′)、S3导通，S1(S1′)、S4截止

(d)S2(S2′)、S4导通，S1(S1′)、S3截止(e)S1(S1′)、S4导通，S2(S2′)、S3截止

阻、功率开关通态电阻、滤波电感寄生电阻等在内的等效电阻。

由于开关频率fs远大于输出LC滤波器的截止频率和输入、输出正弦交流电压的频率，因此，在一个开关周期Ts内输入电压ui和输出电压uo均可看成恒定量，可用状态空间平均法建立输出电压与输入电压之间的关系式。

图4(a)所示等效电路的状态方程为Lf=－riLf＋ui－uo(2.a)Cf=iLf－(2.b)

图4(b)所示等效电路的状态方程为Lf=－riLf－ui－uo(3.a)Cf=iLf－(3.b)式(2)乘以D加式(3)乘以(1－D)，令=0，=0，可得状态变量在任何一个开关周期内的稳态值为ILf=(4.a)Uo=(4.b)

电压源高频交流环节AC/AC变换器原理研究

(a)S1(S1′)、S3或S2(S2′)、S4导通时

(b)S2(S2′)、S3或S1(S1′)、S4导通时

图4电压源高频交流环节AC/AC

变换器CCM模式时两种等效电路

(b)DCM模式

(a)临界CCM模式

图5滤波电感电流临界CCM和DCM

模式时一个开关周期内的波形

3.2稳态时变换器外特性

3.2.1理想情形(r=0)

由式(4.b)可知，理想情形且CCM模式时变换器的外特性为Uo=(5)

滤波电感电流临界连续和DCM模式时一个开关周期内的原理波形，如图5所示。

由图5(a)可知，t2－t1=DTs/2。t=t1～t2时，有uiN2/N1－uo=Lf=Lf=Lf(6)

电感电流临界连续时的负载电流为IG=Iomin=iLf(t2)，由式(5)、(6)得IG=D(1－D)(7)

由式(7)可知，当D=1/2时，IG达到最大值，即IGmax=(8)

由式(7)、(8)可知，理想情形且滤波电感电流临界连续时变换器的外特性为

IG=4IGmaxD(1－D)(9)

由图5(b)可知，t3<t1＋Ts/2，t2－t1=DTs/2。t=t1～t2时，由图4(a)所示等效电路可知(r=0)uiN2/N1－uo=Lf=Lf=Lf(10)

t=t2～t3时，由图4(b)所示等效电路可知(r=0)uiN2/N1＋uo=－Lf=－Lf=Lf(11)

由式(10)、(11)得t3－t2=(12)

输出负载电流为io==(13)

由式(8)、(10)、(12)、(13)得Io=IGmax(14)

因此，理想情形且DCM模式时变换器的外特性为=(15)

3.2.2实际情形

实际情形时，变换器的内阻r不为零，因此变换器的外特性可由式(4.b)表示。

取N1/N2=1，由式(5)、(9)、(15)、(4.b)可得变换器的标幺外特性Uo/Ui=f(Io/Iomax)，如图6所示。曲线A为滤波电感电流临界连续时外特性曲线，由式(9)决定；曲线A右边为滤波电感电流连续时外特性曲线，实线为理想情形时曲线，由式(5)决定，虚线为实际情形时曲线，由式(4.b)决定，可见随负载电流增加，输出电压下降；曲线A左边为滤波电感电流断续时外特性曲线，由式(15)决定，可见输出电压与输入电压比不仅与D有关，而且与负载电流有关。

4仿真实例

全桥全波式电路拓扑，移相控制策略，输入电压Ui=220（1±10％）V，频率50Hz，输出电压Uo=220V(50Hz)，额定容量S=3kVA，负载功率因数为－0.75～0.75，开关频率fs=100kHz，变压器匝比N1/N2=1:1.3，输入滤波电感Li=10μH，输入滤波电容Ci=50μF，输出滤波电感Lf=0.5mH，输出滤

图6电压源高频交流环节AC/AC变换器标幺外特性

(a)额定输入电压、电阻性额定负载

(b)额定输入电压、空载

(c)额定输入电压、阻性满载

(d)输入电压200V、感性轻载

(e)输入电压240V、容性满载

图73kVA电压源高频交流环节AC/AC变换器仿真波形

电压源高频交流环节AC/AC变换器原理研究

波电容Cf=20μF。

不同输入电压、不同负载时，3kVA220V（1＋±10％）(50Hz)电压源高频交流环节AC/AC变换器的仿真波形，如图7所示。由仿真波形可知，变压器工作频率为100kHz，输出电压波形THD低，网侧电流波形正弦度高，具有强的负载适应能力和优良的稳压性能。

5结语

(1)电压源高频交流环节AC/AC变换器，具有两级功率变换(LFAC/HFAC/LFAC)、双向功率流、高频电气隔离、网侧波形可得到改善、负载适应能力强等优点。

(2)电压源高频交流环节AC/AC变换器电路拓扑族包括单正激式、并联交错正激式、推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半桥桥式、全桥全波式、全桥桥式等八种电路。

(3)获得了变换器外特性曲线。

(4)仿真结果证实了电压源高频交流环节AC/

AC变换器新概念的正确性和先进性。

参考文献 [1]陈道炼.高频环节航空静止变流器研究[R].南京航空航天大学博士后研究报告.2001.

[2]CharlesL.Neftetal.TheoryandDesignofa30－hpMatrixConverter[J].IEEETrans.onIA,1992,28(3):546－551