基于TPS54610的同步降压DC/DC电源设计

谭智力  朱冬姣  中国地质大学（武汉 430074）

摘  要：TPS54610是美国TI公司研制的低电压输入高电流输出的同步降压PWM控制器。其内部集成了电路所需的场效应管，外部只需少量的外围器件便可获得稳定输出。本文介绍了TPS54610的主要性能和参数，详细介绍了外部补偿的同步降压DC/DC电源电路的设计方法。

关键词：TPS54610  同步降压  外部补偿   DC/DC控制器

1  引  言

TPS54610是一款低电压高电流输出的同步降压DC/DC控制器，内含30MΩ，12A峰值电流的MOSFET 开关管，可输出电流达6A，输出电压从0.9V到3.3V可调,精确率可达1%,脉宽调制频率可固定在350KHZ或550KHZ,或在280KHZ到700KHZ之间可调；并具限流电路、低压闭锁电路和过热关断电路。集成化的设计减少了元件数量和体积。因此，在低电压输入高电流输出的分散电源系统，DSP、 FPGA 、ASIC 、微处理器电源，宽带网络和光纤通讯以及便携式笔记本电脑中均可使用。

2  TPS54610的引脚及其功能

TPS54610采用28脚TSSOP封装。其引脚排列如图1所示，各引脚功能如下：

AGND（1脚）：模拟地。

到0.1 的电容，提供高端MOSFET驱动电压。

PGND（15—19脚）：电源地，要求与AGND单点连接。

PWRGD（4脚）：“电源好”输出，当VSENSE的电压高于90% 时，输出为高；否则为低。注意，当SS/ENA 引脚为低或内部 有效时，该引脚始终为低。

SYNC（27脚）：同步输入，提供外部振荡器同步逻辑信号，此时要求RT引脚必须连接一个电阻，内部振荡时用于开关频率的切换。

VBIAS（25脚）：内部偏压调节，与AGND引脚间接0.1 的陶瓷电容。

VIN（20-24脚）：电源输入。与PGND连接一10 的陶瓷电容。

VSENSE（2脚）：误差电压放大器反向输入。通过补偿和分压电路与输出端相连。

3        电路设计方法

3.1  内部补偿和外部补偿

图1  TPS54610引脚图

内部补偿和外部补偿是TI公司电源控制芯片采用的两种不同的电路形式。采用内部补偿的控制器力求减少外部元件的数量和印制板的尺寸，因此电路简单，可以采用软件方法（如TI公司的SWIFT Designer ）设计，这种芯片如TPS5461X系列芯片。但内部补偿控制器存在两个缺点，首先是内部补偿控制器的降压变换电路只能获得固定的电压输出，如TPS54611获得的输出电压固定为0.9V，而TPS54616获得的输出电压固定为3.3V；另一个缺点是内补偿限制了输出电容和电感的选择。很多情况下，出于各种考虑，如输出电压可调、输出电容和电感利用率和费用的要求，不允许我们采用内部补偿方式，这种情况下，外部补偿芯片TPS54610能提供更好的解决方案。下面介绍的就是基于TPS54610外部补偿结构的电路构成及设计方法。

3.2  电路设计步骤

图2所示的是以TPS54610为核心的典型外部补偿降压变换电路的原理图。以下所有设计皆以该图为基准。

图2  典型外部补偿电路原理图

(1) 开关频率的选择

不选用外部元件时，开关频率可固定在350KHZ或550KHZ。当SYNC引脚接地时，开关频率为350KHZ，当SYNC接输入电源电压时，开关频率为550KHZ。为了获得可以调整的开关频率，可在RT引脚和地之间接外部电阻（图2中 ）,其频率调整范围从280KHZ到700KHZ。开关频率与 的对应关系如图3所示，这种情况下，SYNC应断开。从图中可以看出，100KΩ对应的开关频率为500KHZ，实际误差在±8%以内。

图3  RT和开关频率的对应关系

(2) 输入电容的选择

输入解耦电容（图2中的 ）：用来减少高频噪声，选择1 到10 的陶瓷电容，应尽量靠近集成芯片。

降压输入电容 （图2中的 ）：用于减少输入纹波电压。如果解耦电容已足够滤波，就不需要设置该电容。

为了确定是否需要该电容，首先要确定最大允许纹波电压。为确保能够正常工作，TPS54610的纹波电压峰峰值不允许超过300mV。考虑只有10 解耦电容时，输入纹波电压最大峰峰值 可由下式得出：

       （1）

式中， 是最大直流负载电流， 是最小输入电压， 是输出电压，

如果 超过最大允许纹波电压，则必须选用降压输入电容 。 能储存能量使输入电压在输出高端MOSFET导通时，电压下降不太大，因此，需要增大输入电容来减少电压降，另一方面，电容的等效串联电阻（ESR）增加了输入纹波电压，因此，电容 应选择数值较大而等效串联电阻低的电容。式（2）可以用来估算最大输入纹波电压。如果单个降压电容导致过高输入纹波电压，可以将电容并联使用。

                                      （2）

式中， 是有降压电容 时的输入纹波电压最大峰峰值， 是降压电容的等效串联电阻。

电容电压和电流的额定值可通过式（3）和式（4）选择，其选择原则是 两端电压最大电压值 和流过 最大电流有效值 不超过电容额定电压和电流值。

             （3）

式中， 是最大输入电压， 由式（2）得到。

               （4）

(3) 输出滤波元件的选择

输出滤波电路由输出电感 （图2中的 ）和输出电容 （图2中 ）组成。和内部补偿控制器相比，TPS54610对这两个元件的选择限制更少。

   电感 选择：实际电路中电感电流最大有效值 可通过式（5）求得。其最大瞬时电流 由式（6）求得。

 （5）

   （6）                       

选取输出电感 时，应保证其额定电流有效值大于 ，额定饱和电流大于 。

电容 选择：电容器的选择包括三个因素：额定直流电压、额定纹波电流、最大输出纹波电压。额定直流电压可选择比输出电压高10%的值，额定纹波电流要求大于输出电容有效值电流的最大值 。 可由下式求出：

                                      （7）

式中， 为并联电容的个数。

， 可由下式求出：

                                       （8）

式中， 为输出纹波电压最大峰峰值。

(4) 补偿元件的选择

反馈补偿电路包含元件图中的 、 、 、 ， 、 、 。这些元器件的选取方法有多种，这里采用的方法主要是侧重于稳定性和较宽带宽来考虑的。

补偿电路的设计要考虑如下几个因素：首先是补偿误差放大器的增益不被限制，其次，补偿误差放大器应将COMP引脚的纹波电压降到100mV左右，另外，总的回路串扰频率应小于1/8倍开关频率，同时相角裕量至少为45º。

补偿电路设计的第一步是确定补偿误差放大器所允许的最大带宽 ：

                                      （9）

如果保证误差放大器的带宽小于 ，则COMP引脚的纹波电压减小到100mV。与补偿元件选择有关的另一个参数是总回路串扰频率 ：

            （10）

式中， 可由（9）式得到或者用3MHZ代替。选择3MHZ的带宽是为确保不限制补偿误差放大器的增益。

第二步是通过式（11）到（16）来计算补偿元件的值。首先选择 和 。这两个电阻确定输出电压，因此应选用精密电阻， 的取值在10 到50 之间。 的取值由下式确定：

            （11）

式中， 为电源输出电压。 、 、 、 、 通过式（12）-（16）式来选择。

                    （12）

式中， 是1/8倍开关频率或由式（10）求得。

            （13）

式中， 为单个输出电容 的值。

              （14）

                 （15）

式中， 为单个输出电容 的等效串联电阻值。

          （16）

以上各式将总的回路响应串扰频率范围限制在10KHZ到70KHZ，相位裕量范围在60º到90º之间。以上各电阻的偏差应小于1%，电容偏差应小于10%。

(5) 偏置电路和自举电容选择

偏置电容（如图2中 所示），一般采用 的陶瓷电容，置于VBIAS和AGND之间。自举电容（如图2中 ）一般采用 至 的陶瓷电容，连接在BOOT引脚和PH之间。

(6) 选择慢启动时间

TPS54610内部包含了慢启动电路，用来控制启动时输出电压的上升时间，内部慢启动时间设置为3.6ms，另外，通过在SS/ENA引脚连接慢启动电容 （图中 ），输出电压的上升时间可超过内部设置值，慢启动电容 选择由下式得到：

                 （17）

式中， 为慢启动时间。

慢启动从输入电压超过3V启动阈值电压开始，此时，如果使用内部慢启动电路，输出电压开始以线性方式上升到输出电压值，如果采用了慢启动电容，输出电压在经过固定的延时 后开始上升， 取决于慢启动电容的取值，可由下式计算：

               （18）

4  电路设计实例

图4是采用TPS54610的外部补偿降压DC/DC电源电路的例子。图中各元件的参数均由上面的计算方法得到。其输出电压为1.8V，输出电流可达6A， 将开关频率设置成680KHZ。输出滤波电容由 、 、 组成。

图4  应用电路实例