0    引言

    轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。

    Boost电路作为一种最基本的DC/DC拓扑而广泛应用于各种电源产品中。由于Boost电路只包含一个开关，所以，要实现软开关往往要附加很多有源或无源的额外电路，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。

    Boost电路除了有一个开关管外还有一个二极管。在较低压输出的场合，本身就希望用一个MOSFET来替换二极管（同步整流），从而获得比较高的效率。如果能利用这个同步开关作为主开关的辅助管，来创造软开关条件，同时本身又能实现软开关，那将是一个比较好的方案。

    本文提出了一种Boost电路实现软开关的方法。该方案适用于输出电压较低的场合。

1    工作原理

    图1所示的是具有两个开关管的同步Boost电路。其两个开关互补导通，中间有一定的死区防止共态导通，如图2所示。通常设计中电感上的电流为一个方向，如图2第5个波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为5个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。下面简单描述了电感电流不改变方向的同步Boost电路的工作原理。在这种设计下，S₂可以实现软开关，

图1    同步Boost变换器

图2    电感电流不反向时的主要工作波形

(a)Stagel[t₀,t₁]    (b)Stage2[t₁,t₂]

(c)Stage3[t₂,t₃]    (d)Stage4[t₃,t₄]

(e)Stage5[t₄,t₅]

图3    电感电流不反向时各阶段等效电路

但是S₁只能工作在硬开关状态。

    1）阶段1〔t₀～t₁〕    该阶段，S₁导通，L上承受输入电压，L上的电流线性增加。在t₁时刻，S₁关断，该阶段结束。

    2）阶段2〔t₁～t₂〕    S₁关断后，电感电流对S₁的结电容进行充电，使S₂的结电容进行放电，S₂的漏源电压可以近似认为线性下降，直到下降到零，该阶段结束。

    3）阶段3〔t₂～t₃〕    当S₂的漏源电压下降到零之后，S₂的寄生二极管就导通，将S₂的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S₂的零电压导通创造了条件。

    4）阶段4〔t₃～t₄〕    S₂的门极变为高电平，S₂零电压开通。电感L上的电流又流过S₂。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到S₂关断，该阶段结束。

    5）阶段5〔t₄～t₅〕    此时电感L上的电流方向仍然为正，所以该电流只能转移到S₂的寄生二极管上，而无法对S₁的结电容进行放电。因此，S₁是工作在硬开关状态的。

    接着S₁导通，进入下一个周期。从以上的分析可以看到，S₂实现了软开关，但是S₁并没有实现软开关。其原因是S₂关断后，电感上的电流方向是正的，无法使S₁的结电容进行放电。但是，如果将L设计得足够小，让电感电流在S₂关断时为负的，如图4所示，就可以对S₁的结电容进行放电而实现S₁的软开关了。

图4    电感电流反向时的主要工作波形

    在这种情况下，一个周期可以分为6个阶段，各个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。

    1）阶段1〔t₀～t₁〕    该阶段，S₁导通，L上承受输入电压，L上的电流正向线性增加，从负值变为正值。在t₁时刻，S₁关断，该阶段结束。

    2）阶段2〔t₁～t₂〕    S₁关断后，电感电流为正，对S₁的结电容进行充电，使S₂的结电容放电，S₂的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S₂的漏源电压下降到零，该阶段结束。

    3）阶段3〔t₂～t₃〕    当S₂的漏源电压下降到零之后，S₂的寄生二极管就导通，将S₂的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S₂的零电压导通创造了条件。

    4）阶段4〔t₃～t₄〕    S₂的门极变为高电平，S₂零电压开通。电感L上的电流又流过S₂。L上承受输出电压和输入电压之差，电流线性减小，直到变为负值，然后S₂关断，该阶段结束。

    5）阶段5〔t₄～t₅〕此时电感L上的电流方向为负，正好可以使S₁的结电容进行放电，对S₂的结电容进行充电。S₁的漏源电压可以近似认为线性下降。直到S₁的漏源电压下降到零，该阶段结束。

    6）阶段6〔t₅～t₆〕当S₁的漏源电压下降到零之后，S₁的寄生二极管就导通，将S₁的漏源电压箝在零电压状态，也就是为S₁的零电压导通创造了条件。

(a)Stagel[t₀,t₁](b)Stage2[t₁,t₂]

(c)Stage3[t₂,t₃](d)Stage4[t₃,t₄]

(e)Stage5[t₄,t₅](f)Stage6[t₅,t₆]

图5    电感电流不反向时各阶段等效电路

    接着S₁在零电压条件下导通，进入下一个周期。可以看到，在这种方案下，两个开关S₁和S₂都可以实现软开关。

2    软开关的参数设计

    以上用同步整流加电感电流反向的办法来实现Boost电路的软开关，其中两个开关实现软开关的难易程度并不相同。电感电流的峰峰值可以表示为

        ΔI=(V_inDT)/L（1）

式中：D为占空比；

      T为开关周期。

    所以，电感上电流的最大值和最小值可以表示为

    I_max=ΔI/2＋I_o（2）

    I_min=ΔI/2－I_o（3）

式中：I_o为输出电流。

    将式（1）代入式（2）和式（3）可得

    I_max=(V_inDT)/2L＋I_o（4）

    I_min=(V_inDT)/2L－I_o（5）

    从上面的原理分析中可以看到S₁的软开关条件是由I_min对S₂的结电容充电，使S₁的结电容放电实现的；而S₂的软开关条件是由I_max对S₁的结电容充电，使S₂的结电容放电实现的。另外，通常满载情况下|I_max|>>|I_min|。所以，S₁和S₂的软开关实现难易程度也不同，S₁要比S₂难得多。这里将S₁称为弱管，S₂称为强管。

    强管S₂的软开关极限条件为L和S₁的结电容C₁和S₂的结电容C₂谐振，能让C₂上电压谐振到零的条件，可表示为式（6）。

    C₂Vo²＋C₁Vo²(<=)LI_max²（6）

    将式（4）代入式（6）可得

    C₂Vo²＋C₁Vo²(<=)L（7）

    实际上，式（7）非常容易满足，而死区时间也不可能非常大，因此，可以近似认为在死区时间内电感L上的电流保持不变，即为一个恒流源在对S₂的结电容充电，使S₁的结电容放电。在这种情况下的ZVS条件称为宽裕条件，表达式为式（8）。

    (C₂＋C₁)V_o(<=)t_dead2（8）

式中：t_dead2为S₂开通前的死区时间。

    同理，弱管S₁的软开关宽裕条件为

    (C₁＋C₂)V_o(<=)t_dead1（9）

式中：t_dead1为S₁开通前的死区时间。

    在实际电路的设计中，强管的软开关条件非常容易实现，所以，关键是设计弱管的软开关条件。首先确定可以承受的最大死区时间，然后根据式(9)推算出电感量L。因为，在能实现软开关的前提下，L不宜太小，以免造成开关管上过大的电流有效值，从而使得开关的导通损耗过大。

3    实验结果

    一个开关频率为200kHz，功率为100W的电感电流反向的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。

    该变换器的规格和主要参数如下：

    输入电压V_in    24V

    输出电压V_o    40V

    输出电流I_o    0～2.5A

    工作频率f    200kHz

    主开关S₁及S₂    IRFZ44

    电感L    4.5μH

    图6(a)，图6（b）及图6(c)是满载（2.5A）时的实验波形。从图6(a)可以看到电感L上的电流在DT或(1－D)T时段里都会反向，也就是创造了S₁软开关的条件。从图6(b)及图6(c)可以看到两个开关S₁和S₂都实现了ZVS。但是从电压v_ds的下降斜率来看S₁比S₂的ZVS条件要差，这就是强管和弱管的差异。

    图7给出了该变换器在不同负载电流下的转换效率。最高效率达到了97.1％，满载效率为96.9％。

(a)Current of L(I_o=1A)

(b)v_gs and v_ds of S₂(I_o=2.5A)

(c)v_gs and v_ds of S₁(I_o=2.5A)

图6    实验波形（V_in=24V）

图7    不同负载电流下的效率曲线

4    结语

    本文提出了一种Boost电路软开关实现策略：同步整流加电感电流反向。在该方案下，两个开关管根据软开关条件的不同，分为强管和弱管。设计中要根据弱管的临界软开关条件来决定电感L的大小。因为实现了软开关，开关频率可以设计得比较高。电感量可以设计得很小，所需的电感体积也可以比较小（通常可以用I型磁芯）。因此，这种方案适用于高功率密度、较低输出电压的场合。