0引言
Flyback变换器由于其电路简单，在小功率场合被普遍采用。但是，由于变压器漏感的存在，引起开关管上过高的电压应力。普通的RCD嵌位Flyback变换器其漏感能量消耗在嵌位电阻R上，开关管上电压应力的大小取决于消耗在嵌位电阻上能量的大小。消耗在嵌位电阻上的能量越多，开关管的电压应力就越低，但也影响了整个变换器的效率，因此，普通的RCD嵌位Flyback变换器总存在着开关管电压应力与整个变换器效率之间的矛盾。
轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是开关器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。
本文介绍的一种有源嵌位Flyback软开关电路，不但能实现ZVS，而且也解决了前述的普通RCD嵌位Flyback变换器中存在的问题。
1 工作原理
电路如图1所示，其两个开关S1及S2互补导通，中间有一定的死区以防止共态导通。变压器激磁电感Lm设计得较大，使电路工作在电流连续模式（CCM），如图2的iLm波形所示。而电感Lr设计得较小（Lr<<Lm），使流过Lr的电流在一个周期内可以反向，如图2的iLr波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为8个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理如下。
图1 有源箝位Flyback变换器
图2 主要工作波形
（a）Stage1[t0，t1] （b）Stage2[t1，t2] （c）Stage3[t2，t3]
（d）Stage4[t3，t4] （e）Stage5[t4，t5] （f）Stage6[t5，t6]
（g）Stage7[t6，t7] （h）Stage8[t7，t8]
图3 各阶段等效电路
1）阶段1〔t0，t1〕 该阶段S1导通，Lm与Lr串联承受输入电压，流过Lm及Lr的电流线性上升。
V2=Vin
（1）
由于Lr<<Lm，所以式（1）可简化为
V2≈Vin(2)
2）阶段2〔t1，t2〕 t1时刻S1关断，Lm及Lr上的电流给S1的输出结电容Cr1充电，同时使S2的输出结电容Cr2放电。t2时刻S2的漏源电压下降到零，该阶段结束。
3）阶段3〔t2，t3〕 当S2的漏源电压下降到零之后，S2的寄生二极管就导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态。Lr和Lm串联与嵌位电容Cclamp谐振，Cclamp上电压vc缓慢上升，v2上电压也缓慢上升。
v2=
vc（3）
4）阶段4〔t3，t4〕 t3时刻S2的门极变为高电平，S2零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S2。此时间段依然维持Lr和Lm串联与嵌位电容Cclamp谐振，v2缓慢上升。
5）阶段5〔t4，t5〕 t4时刻v2上升到一定的电压使副边二极管D导通，v2被嵌位在－NVo。Lr与Cclamp谐振。在保证t5时刻Lr电流反向的情况下，其谐振周期应该满足
（4）
式中：toff为主开关管S1一个周期内的关断时间。
t5时刻S2关断，该阶段结束。
6）阶段6〔t5，t6〕 t5时刻Lr上的电流方向为负，此电流一部分使S1的输出结电容Cr1放电，另一部分对S2的输出结电容Cr2充电。t6时刻S1的漏源电压下降到零，该阶段结束。
7）阶段7〔t6，t7〕 当S1的漏源电压下降到零之后，S1的寄生二极管就导通，将S1的漏源电压箝在零电压状态，也就为S1的零电压导通创造了条件。此时，Lr上的承受电压v1为
v1=Vin＋NVo（5）
Lr上电流快速上升。流过副边整流二极管D电流iD则快速下降。
=－N
（6）
考虑到Lr<<Lm，式（6）可简化为
=－N
（7）
8）阶段8〔t7，t8〕 t7时刻S1的门极变为高电平，S1零电压开通，流过寄生二极管的电流流经S1。t8时刻副边整流二极管D电流下降到零，D自然关断，电路开始进入下一个周期。
可以看到，在这种方案下，两个开关S1和S2实现了零电压开通，二极管D自然关断。
2 软开关的参数设计
假定电路工作在CCM状态。由于S2的软开关实现是Lr与Lm联合对Cr1及Cr2充放电，而S1的软开关实现是单独的Lr对Cr1及Cr2充放电。因此，S2的软开关实现比较容易，而S1的软开关实现相对来说要难得多。所以，在参数设计中，关键是要考虑S1的软开关条件。
电流连续模式有源嵌位Flyback变换器ZVS设计步骤如下所述。
2.1 变压器激磁电感Lm的设定
由于Lr的存在，变换器的有效占空比Deff（根据激磁电感Lm的充放电时间定义，见图2）要小于S1的占空比D，但是由于t5～t8时刻iLr的上升速度非常的快，所以可近似地认为Deff=D。这样，根据Flyback电路工作在CCM条件，则
Lm>=
（8）
式中：η为变换器效率；
fs为开关频率；
PoCCM为变换器的输出功率。
在实际设计中，为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式，Lm一般取为
Lm=
（9）
2.2 电感Lr的设定
为了实现S1的ZVS，t5时刻储存在Lr内的能量足以令S1的输出结电容Cr1放电到零，同时使S2的输出结电容Cr2充电到最大。即
LriLrmin2>=
Cr1vds12＋
Cr2vds22（10）
则有
Lr>=
（11）
式中：vds=vds1=vds2≈Vin＋NVo；
Cr=Cr1＋Cr2。
根据式（4）取定合适的谐振周期可以令
iLrmin≈iLrmax=iLrmmax
≈
＋
（12）
代入式（11）得
Lr>=（13）
2.3 电容Cclamp的设定
根据式（4）有
π
<<(1－D)T（14）
化解得
<<Cclamp（15）
在满足式（15）的前提下，取定合适的Cclamp令iLrmax=iLrmin。
2.4 死区时间的确定
为了实现S1的ZVS，必须保证在t6到t7时间内，S1开始导通。否则Lr上电流反向，重新对Cr1充电，这样S1的ZVS条件就会丢失。因此，S2关断后、S1开通前的死区时间设定对S1的ZVS实现至关重要。合适的死区时间为电感Lr与S1及S2的输出结电容谐振周期的1/4，即
tdead1=
（16）
严格地讲，开关管输出结电容是所受电压的函数，为方便起见，在此假设Cr1与Cr2恒定。
2.5 有效占空比Deff的计算
有效占空比Deff比开关管S1的占空比D略小。
Deff=D－ΔD（17）
ΔDT≈2
（18）
ΔD≈
（19）
代入式（17）得
Deff=D－
（20）
2.6 开关管电压应力计算
≈Vin＋NVo＋
（21）
式（21）中第三项相对来说较小，故开关管的电压应力接近于Vin＋NVo。
3 实验结果
为了验证上述ZVS的实现方法，设计了一个实验电路，其规格及主要参数如下：
输入电压Vin 48V；
输出电压Vo 12V；
输出电流Io 0～5A；
工作频率f 100kHz；
主开关S1及S2 IRF640；
变压器激磁电感Lm 144μH；
变压器原副边匝数比n=N 8/3；
电感Lr 10μH；
电容Cclamp 2μF。
图4给出的是负载电流Io=2A时的实验波形。从图4（e）及图4（f）可以看到，S1和S2都实现了ZVS。图5给出了两种Flyback电路的效率曲线，可以看到，有源嵌位Flyback软开关电路有效地提升了变换器的效率。
(a) 流过开关管S1电流 (b) 流过开关管S1电流
(c) 流过开关管Lr电流 (d) 流过副边二极管D电流
(e) 开关管S1软开关波形
(f) 开关管S2软开关波形
图4 实验波形（Io=2A）
图5 效率曲线
4 结语
有源嵌位Flyback软开关电路在实现主开关及辅助开关ZVS的同时，也实现了输出整流二极管的自然关断，因此，有效地减少了开关损耗，提高了变换器效率。另外，它也大大地降低了开关管的电压应力，这从实验波形中可以看得比较清楚。
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