2    CCMAPFC电路的设计方法

    基于以上各种方案的特点分析可知，在75～2000W功率的应用场合中，选择工作于连续调制模式下的平均电流型BoostAPFC电路来实现较为适合。在具体的电路设计中，控制芯片选用UC3854A（其内部结构见图5），这是Unitrode公司生产的一款高功率因数校正集成控制电路芯片，它的峰值开关电流近似等于输入电流，对瞬态噪声的响应极小，是一款理想的APFC控制芯片。

图5    UC3854A内部结构图

2.1    技术指标

    输入电压    V_in=AC 150～265V；

    输出电压    V_O=DC 400V；

    电源频率    f=47～65Hz；

    输出功率    P_O=2kW；

    开关频率    f_s=50kHz。

2.2    开关频率

    开关频率高可以减小PFC电路的结构尺寸，提高功率密度，减小失真；但频率太高会增大开关损耗，影响效率。在大多数应用中，20～300kHz的开关频率是一个较好的折中。本设计中开关频率选择为50kHz，这样电感量的大小合理，尖峰失真小，电感的物理尺寸较小，MOSFET和Boost Diode上的功率耗损也不会过多。在更高功率的PFC设计中，适当降低开关频率可以降低开关损耗。振荡器的工作频率由式（1）决定。

    f_s=（1）

2.3    Boost电感的选择

    电感决定了输入电流纹波的大小，它的电感量由规定的纹波电流给出。

    最大峰值电流出现在最小线路电压的峰值处，并由式（2）给定。

    I_LINE(PK)=×P／V_inmin（2）

    电感器中的峰—峰值纹波电流，通常选择在最大峰值线路电流的20％左右，即

        ΔI=I_LINE(PK)×20％（3）

    最低输入电压峰值时的占空比为

    D=（4）

因此，电感的取值应该满足

    L>（5）

2.4    输出电容的选择

    选择输出电容器时应考虑以下因素：开关频率的纹波电流、二次谐波电流、直流输出电压、纹波输出电压和维持时间等。

    维持时间Δt是指输入电源被关闭后，输出电压仍然保持在规定范围内的时间长度，其典型值一般为15～50ms，在这个原则下，选取的电容要保证

    C_O>（6）

2.5    开关管及升压二级管的选择

    开关管和升压二极管必须要有足够的额度来保证电路的可靠运行。开关管的额定电流必须大于电感上电流的最大峰值，并留有一定的裕度，对于升压二极管也是同样。升压二极管的t_rr必须足够小以减少开关管开通瞬间的损耗，同时使二极管的损耗减小。为降低二极管的t_rr，可以采用两只300V的快恢复二极管串联的方法，并上高阻值的电阻来保持电压平衡。

2.6    电流检测电阻的选择

    I_PK(max)=I_LINE(PK)＋（7）

    R_S=（8）

    一般选择1V的电阻压降，既可以有较好的抗噪声能力,又不会产生太大的损耗。

2.7    乘法器的设置

    乘法器是功率因数校正的核心。乘法器的输出作为电流环调节器的输入，通过控制输入电流以得到高的功率因数。因此，乘法器的输出是一个表达输入电流的信号，其表达式为

    I_MO=（9）

式中：I_MO为乘法器的输出电流；

      I_AC为乘法器的输入电流；

      V_VEA为电压误差放大器输出；

      V_ff为前馈电压；

      K_M为等于1的常数。

2.8    电流控制环路的设计

    电流环开环为一阶积分系统，如图6所示。为使系统稳定地运行，必须对电流环路进行补偿。电流调节器的零点必须处于或小于最大截止频率f_CI，此时系统刚好有45°的相角裕量。为了消除系统在开关频率处对噪声的敏感，应在电流调节器中引入一个极点，极点的频率为1/2开关频率，当极点频率大于1/2开关频率时，极点就不会对电流环路的频率响应产生影响。因此在设计电流环时应满足以下特性：

    1）电流环开环为一阶积分系统，应有尽可能高的低频增益以减小稳态误差；

    2）环路应有尽可能高的穿越频率，以实现快速跟随；

    3）环路在开关频率处应呈现衰减特性，以消除环路中的开关噪声；

    4）环路应有足够的稳定裕量，使电路具有强鲁棒性。

图6    APFC电路示意图（电流环）

2.9    电压控制环路的设计

    为了电路稳定地工作，必须对电压控制环进行补偿，但因为电压控制环路的带宽比开关频率要小，所以对电压控制环路的要求，主要是为了保证输入失真最小。首先，环路的带宽必须足够低，以衰减输出电容上电网频率的二次谐波，保证输入电流的调制量较小；其次，电压误差放大器必须有足够的相移，使得调制出的信号能够与输入电压保持同相，从而获得较高的功率因数。

    电压环开环为一阶积分系统，如图7所示。为了减少二次谐波电流引起的失真，电压误差放大器须引入一个极点进行补偿，以减小谐波电压的幅度并提供90°的相移。电压环的最低截止频率为

    f_VI=（10）

图7    APFC电路示意图（电压环）

    其带宽的典型值为10～30Hz，相角裕量为45～70°。在实际的设计中，为使输出电压的稳定性好，在选取截止频率时应选的略高些，电压环有略大于45°的相角裕量。

3    实验数据及波形

    对用上述参数设计的APFC电路进行了性能测试，输入电压范围为150～265V，最大输出功率接近2200W，图8、图9及表1给出了实验数据及部分测试波形。

图8    PFC输入电压及电流波形

图9    启动时输出电压波形

表1    实验数据

AC Input（交流输入端）				DC Output（直流输出端）				THD（总谐波失真）
Vrms/V	Ifund/A	Pin/W	PF	Vo/V	Io/A	Po/W	η/％	THD/％
150	3.47	518	0.992	396.9	1.25	497	95.86	10.03
220	2.36	516	0.993	396.7	1.25	497	96.37	8.79
265	1.95	514	0.993	396.5	1.26	498	96.88	8.92
150	5.98	895	0.995	396.5	2.15	853	95.36	6.39
220	4.07	891	0.993	396.3	2.16	856	96.11	8.66
265	3.34	888	0.992	395.9	2.17	858	96.67	9.98
150	7.12	1066	0.992	395.8	2.57	1017	95.44	9.93
220	4.81	1059	0.991	395.6	2.58	1021	96.45	10.88
265	3.99	1053	0.993	395.3	2.59	1024	97.23	8.99
150	10.41	1556	0.992	395.1	3.76	1484	95.36	10.01
220	7.05	1541	0.994	394.8	3.78	1492	96.79	7.78
265	5.87	1535	0.994	394.7	3.79	1494	97.36	7.97
150	4.73	2197	0.992	394.5	5.32	2099	95.53	9.84
220	10.04	2184	0.993	394.3	5.37	2118	96.97	8.87
265	8.35	2175	0.995	394.2	5.39	2126	97.74	6.58

    实验表明应用该方案所设计的APFC电路工作稳定，可以很好地完成设计要求：输入电流的瞬时值跟随输入电压的瞬时值，电流波形近似为正弦波，并且和电压波形同相位，电路的功率因数（PF）达到0.99以上，且总谐波失真（THD）<10％；当负载变化时，直流输出端的电压值基本保持恒定；当交流输入端的电压发生变化时，负载功率基本保持恒定。

5    结语

    本文基于Boost电路拓扑，采用连续调制模式（CCM）的平均电流型控制方式，选择UC3854A作为控制核心来设计有源功率因数校正电路。实验证明此方案在中等以上功率的应用中，通过合理地配置电路参数，不仅获得了稳定的直流输出，而且实现了功率因数校正。

    该设计原理同样也适用于其他同类型APFC控制芯片的电路实现，并具有电路结构较为简单，体积小，工作稳定可靠等优点，在中等及较大功率下须进行功率因数控制的场合中具有广泛的应用前景。

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