一种单级软开关PFC变换器

赵国林  戴志平  空军雷达学院（武汉 430010）

摘要：介绍一种单级功率因数校正(PFC)变换器拓扑结构，利用输出的变压器漏感和开关管寄生电容来实现主开关管零电压开关，辅助开关管零电流开关，而不需要增加额外的谐振元件。通过仿真得到验证。

关键词：功率因数  软开关

1  引  言

随着新的国际标准的制定，人们对谐波也越来越关注，功率因数校正技术在开关电源中应用越来越普遍。功率因数校正的方法很多，作为有源功率因数校正技术的一个分支，单级功率因数校正因其低成本而备受关注[1，2]。为了提高功率密度，需要提高开关频率，但随着开关频率的增加，开关损耗变得难以承受，降低了电源效率。因此，传统的SMPS（单级模式开关电源）开关频率被限制在100kHZ，为了提高开关频率，提出了多种软开关方法来减小开关损耗[3，4 ]。本文介绍一种单级软开关PFC变换器电路，简单可行。

2  电路拓扑及工作原理

介绍的软开关变换器电路拓扑结构如图（1）所示，除了主开关实现零电压转换（ZVT）外，用变压器的辅助绕组Lap作为缓冲，减少辅助开关管的电压电流应力。二极管DL用来阻止回路电流流经Da。Cs和Ca 分别代表开关管S和Sa的寄生电容。Lk1和Lk2分别是变压器Lp1和Lp2的初级漏感。该变换器具有八个工作模式。

模式1：t0<t<t1

假定初始时开关S关断，Cs电压为VCs0 (VCs0>Vin,rms)。假定输入电压是连续的。在t=t0时，辅助开关管Sa开通，Cs，Lak和Lm组成谐振回路。电容Ca两端的电压在t=t1时降到Vin,rms。

模式2：t1<t<t2                                                                                                                   

当VCs ≤Vin,rms时此模式开始，二极管Di开始导通，给Li充电。此模式结束时，主开关管S电容电压VCs=0，为开关管S在模式3时零电压开通创造条件。

                         （1）

其中， ；

模式3：t2<t<t3

当电容Cs电压VCs=0时此模式开始，Ds导通，输入电压通过Ds给Li充电。Lak开始线性放电，此模式持续到iDS=0时结束。主开关管S在此模式结束前的任一时间可以开通。

   (2)

其中， ;

模式4：t3<t<t4

开关管S在t=t3时开通，扼流圈电流线性增加，当漏感电流iLak=0时，此阶段结束。DL反偏。此模式后辅助开关管Sa由于ZCS关断。

    (3)

模式5：t4<t<t5

Sa在t=t4时关断，电感Lk1，Lk2分别由电容Cp1，Cp2充电。DL阻止Lap中的反向电流，使输出电流线性增加。当主开关管S在t=t5时关断，此阶段结束。该模式的时间间隔为：

     (4)

其中，

模式6：t5<t<t6

t=t5时，S关断，主开关输出电容Cs很快被iLi充电到最大值2VCp。根据基尔霍夫定律，在此阶段，电容Cp1和Cp2被iLp1+iLp2充电，随着电感电流iLi线性减小，存贮在扼流圈中的磁能转化成电能被电容存贮起来。这样存贮电容中的能量损失在此模式得到补偿。因为Lp1和Lp2相对较小，此模式时间间隔可以忽略，即     

模式7：t6<t<t7

扼流圈中的电流iLi继续线性减小，由于二极管Do的存在，变压器初级存在很高的感抗，使通过绕组的电流可以忽略不计。当扼流圈中电流到iLi=0时此阶段结束。

此模式的时间间隔为

  (5)

其中，

模式8：t7<t<t0+Ts

这是一个快恢复整流阶段，在此模式结束时，通过电容Cs电压从2VCp减小到VCso。Cs，Lk1和Lk2进入预谐振阶段。

电路参数方程：

（1）电压增益M，

根据能量守恒原理，假设电路是无损耗的，则

从上式可以看出，如果知道平均输入电流Iin,ave ，电压增益为

                         (6)

其中，τ是负载时间常数

通常负载时间常数为

（2）开关周期

各个模式总的时间和等于Ts ,有下面的关系

   (10)

（3）占空比

占空比的表达式D为

             （11）

3  设计实例

已知：Vin,rms=110V，Vo=28V，Po=50W，fs=500kHz。取fns=0.053，KLL=KLa=11.7，

KL=166，n=no=2.667

计算得到：

M=Vo/Io=15.68， Io=Po/Vo=1.786A，

R=Vo/Io=15.68Ω

Mrad/sec

因为 且 ，估计占空比D=0.23,在此基础上，电路中元器件的参数选择如下：

， ，

4  仿真结果及分析

对设计的实例进行仿真，仿真结果如图（2）、（3）、（4）所示。通过仿真可以看出，在高频范围内实现功率因数校正的同时，使主开关管和辅助开关管都实现软开关，而不需要额外的谐振元件，降低了成本。所以，介绍的变换器可以作为小功率场合的重要补充。

图2 输入电压电流波形

图3主开关管电压电流波形

参考文献：

1. B. Sharifipour, J. Huang, and P. Liao, Manufacturing and Cost Analysis of Power-Factor-Correction Circiuts[C].IEEE APESC’98,1998: 490-494.

2. P. Kornetzky, H. Wei and I. Bartarseh, A Single-Switch AC/DC Converter with Power Factor Correction, [C].PESC’97,1997:525-527

3. Hua，C.S. Leu,and Y. Jiang..  Novel Zero-Voltage-Transition PWM Converters [C]. PESC’92, 1992: 55-61.

4. J.P. Gegner and C.Q. Lee.. Zero Voltage Transition Converters Using an Inductor Feedback Technique [C]. PESC’94, 1994:590-596

作者简介：

    赵国林（1979—）  男，河南新野人，硕士生，研究方向为功率因数校正和软开关技术。