金 舜 钟彦儒 明正峰 王建渊 （西安理工大学，西安 710048）

摘 要：本文介绍了一种简洁高效的三电平SVPWM算法。在此基础上，本文提出一种无电流传感器的中点电位控制和窄脉冲消除方法。仿真和实验结果表明，该方法实现非常简单，且输出波形谐波含量小，中点电位得到很好的控制，同时很好地解决了窄脉冲问题。在用TMS320LF2407 DSP为开发平台的三电平实验样机上取得了良好的效果。
关键词：三电平逆变器 中点电位控制 电流传感器

A Three-Level PWM Method of Narrow Pulse Elimination and Neutral Point Balancing
Jin Shun Zhong Yanru Ming Zhengfeng Wang Jianyuan
(Xi’an University of Technology，Xi’an，710048 China)
Abstract：This paper introduced a simple but effective three-level SVPWM algorithm. On the basis of the method, a simple neutral point balancing and narrow pulse elimination algorithm without current sensor is proposed. The result of simulation and test verified that this algorithm is very simple to be carried out, and harmonics in output waveform are small, and neutral point voltage can be controlled very well, and narrow pulse problem is solved as well.. Finally, good result was achieved on three-level model inverter developed with TMS320LF2407 DSP . 
Key words：Three-level inverter / Neutral point voltage control / Current sensor Narrow pulse


1 前 言
目前，随着HVIGBT（High Voltage Insulated Gate Bipolar Transistor高压绝缘栅极晶体管）和IGCT（Integrated Gate Commutated Thyristor集成门极换向晶闸管）的普及，多电平逆变器在高压大功率变频调速及静止无功补偿方面有着越来越多的应用。在目前已实际应用的几种多电平结构中，二极管箝位多电平逆变器因其结构简单，容易实现四象限运行而更具有应用前景。考虑到最新器件的水平，10KV以下的中压大功率多电平逆变器已基本可以用二极管箝位三电平结构实现，发展和简化其控制策略对当前的二极管箝位三电平逆变器的工业化应用有重大的意义。
由于二极管箝位三电平逆变器自身结构的原因，中点电位不可避免地会产生漂移。使输出波形谐波含量加大，严重时由于上下电容分压严重不均而导致开关器件的损坏。可以从硬件和软件两方面来解决这个问题。考虑到成本及灵活性，通过对PWM主控制算法的改进来解决这个问题更具有竞争优势。现行的中点电位控制方法需要知道实时的负载电流信息，然后据此实施相应的控制策略。流行的方法是用两个电流传感器在逆变器输出端子检测两相电流。这在恒压频比的开环控制中不仅增加了系统成本，也增加了系统的复杂程度，降低了可靠性。本文以很有前途的一种简单的三电平空间电压矢量PWM方法[2]为基础，提出了一种简洁高效，非常适合于微处理器实现的无电流传感器三电平中点电位控制方法，同时能很好地解决窄脉冲问题。
2 主算法介绍
图1是NPC（Neutral Point Clamp中点箝位）逆变器拓扑结构图。
在保证1、3互补及2、4互补的前提下，开关状态组合能产生三个输出端电压状态：VDC/2，0，- VDC/2（分别标记为+，0，-）。三相桥臂共能输出27种状态，每种状态都对应一个空间电压矢量。

图2为三电平的空间电压矢量图。在这些电压矢量中只有18个矢量会影响中点电位。这18个矢量作用的任意时刻，流入（或流出）中点电流的绝对值一定等于某相电流（ix）的绝对值（相电流的正方向定义如图1所示）。当该相与直流侧中点直接相联时，定义此时的小矢量为正小矢量，中点电流iNP=ix；当该相不与中点直接相连时，定义此时的小矢量为负小矢量，中点电流iNP=-ix 。若此时是中矢量作用，则iNP=ix 。以上关系定义如表1所示。

表1 不同电压矢量对应的中点电流iNP
正小矢量 iNP 负小矢量 iNP 中矢量 iNP
0- - iU +00 -iU +0 - iV
++0 iW 00 - -iW 0+ - iU
- 0 - iV 0+0 -iV - +0 iW
0++ iU - 00 -iU - 0+ iV
- - 0 iW 00+ -iW 0 - + iU
+0+ iV 0 - 0 -iV + - 0 iW






图2可以分解为6个小六边形（图3a）。参考电压矢量总能落在一个小六边形之内。将三相参考电压(参考电压矢量所对应的三相的电压)按表2进行修正后，把三电平转换为两电平（图3b）。对于两电平采用[1]的方法（图3c）计算出每相桥臂的状态转换时间：
VWs*’=-VUs*’-VVs*’
其中：



3 无电流传感器中点电位控制
逆变器所带负载一般为三相感性负载，相电流滞后相电压。例如参考矢量所在矢量图区间位置与U相电压电流的关系见图4。
从参考电压矢量的定义可以看出，参考电压矢量的旋转角度 等于当前U相电压的相位角。基于以上认识，当Vref扫过6个区间的时候，相应的U,V,W相电压和相电流分布见图5。
相电流滞后相电压一般不会超过90度，因此可以认为当Vref在S1区间内时iu>0，在S2区间内时iw<0，其他区间依此类推。即可以根据Vref当前所在的区间判断出部分相电流的正负。但在某些时候无法判断某相电流的符号，如在S1区间当功率因数角小于30度时iw<0，而当功率因数角大于30度时iw的符号可正可负。现考虑Vref在小六边形1中（图6）的情况。



当Vref落在①内时，电压矢量依次为：
0 - -，+ - -，+ 0 -，+ 0 0，+ 0 -，+ - -，0 - -，波形见图7。



由于在采样周期内，只要正、负小矢量合起来的作用时间等于t1+t2，正小矢量作用时间长还是负小矢量作用时间长并不影响参考电压的合成。但是却能影响中点电压。例如当前时刻若中点电位偏低，由图5可见在S1内U相电流为正，若使用正小矢量+ 0 0，则将使U相电流注入中点，使中点电位抬高。若使用负小矢量0 - -，则将使U相电流从中点抽取电流，使中点电位更加偏低。因此应选择正小矢量。为了使算法简单，使正小矢量作用时间等于t1+t2，即不使用负小矢量作用。体现在波形上，就是将图7（a）Ts内的波形向右移动t2，“吃掉”负小矢量的作用时间，如图7（b）（这并不影响参考电压的合成）。反之，若当前中点电位偏高，则应选择负小矢量，将图7（a）Ts内的波形向左移动t1，“吃掉”正小矢量的作用时间。由中矢量+0-引入的V相电流却是不可控的。但在一个线电压周期中由中矢量引起的波动能自动平衡[3]。同时可以看到，由于波形的左移或右移，必然将最窄的脉冲“吃掉”，又由于在每个开关周期内都要进行平移，因此能够将窄脉冲彻底消除。
当Vref落在②内时，对+ 0 0和0 - -两个小矢量的选择同上。然而在用[2]的方法时，在②内必然会用到小矢量0 0 -，该负小矢量将W相接到中点，又由图5可看出当功率因数角φ小于30度的时候iw一定小于0，因此（1）当φ≤30度时W相从中点抽取电流，此时若中点电位偏低，则用该小矢量不利于中点平衡的控制。可是由于②既属于小6边形1，又属于小6边形2，现认为②属于小6边形2，则小矢量的使用除了小6边形2本身的2个小矢量++0和00–外，还使用+00小矢量，该小矢量使U相电流注入中点，满足欲使中点电位抬高的控制要求，另外小6边形2的2个小矢量可根据需要选择，因此（1.a）若φ≤30度且中点电位偏低时，应认为Vref属于小6边形2；（1.b）φ≤30且中点电位偏高时，应认为Vref属于小6边形1。（2）当30<φ<90时，iw在S1内可正可负，但iu一定大于0。且既使iw>0时其亦小于iu。（2.a）当中点电位偏低时，认为Vref属于小6边形2，使用+00 小矢量能使中点抬高。但是（2.b）当中点电位偏高，且iw>0时，Vref无论属于哪个小6边形，都会使中点抬高。但是iw<iu，因此仍应选择小6边形1。由于最大相移为90度，iw相电流最大限度是在 内大于0，而在这个范围内0 - -的作用时间一定大于0 0 –的作用时间，由文献[3]，这种情况下该方法也一定是稳定的。
在确定了Vref属于哪个小6边形以后，剩下的工作就同①了。③，④，⑤，⑥的分析同①或②。对矢量图的全部区域进行上述分析以后，能够得到图8所示的结果。确定Vref属于哪个校6边形之后，用前述方法计算实际开关切换时间，得到开关周期内的波形。当u≥u0（u为实测中点电位，u0为理想中点电位）时将波形左移，用负小矢量；当u<u0时将波形右移，用正小矢量。
 


从以上分析亦可看出，此方法虽不能完全抑制中点电位波动，但将中点控制和窄脉冲的解决在一个算法中较好地整合。方法稳定，鲁棒性较强，控制算法极简单，无需检测负载电流，非常适于工业应用。
4 仿真和实验
为了验证本文所提的中点电位控制方法，分别进行了仿真（MATLAB Simulink4.0）和实验。仿真参数如表3所示。

表3 仿真和实验条件
仿真 实验
母线电压开关频率直流侧电容 300Vdc500Hz2000uF 100Vdc500Hz1000uF
仿真结果如图9所示。从图中可以看出中点电位得到了很好的控制。

  


实验中采用NPC三电平IGBT PWM逆变器，380V，1.1KW鼠笼异步电机作为负载。控制器采用TMS320LF2407 DSP，C语言编程。
从实验结果能够看出输出波形谐波含量少，中点电位得到很好的平衡控制。另外，负载突变的情况下系统稳定性良好。
5 结 论
本文提出的无电流传感器三电平中点电位控制方法具有以下优点：
1） 无需电流传感器。降低了系统成本和复杂程度，提高了可靠性。
2） 中点电位能得到很好的控制，鲁棒性较强。
3） 将中点控制和窄脉冲的消除较好的整合在一个简单的算法中。
4） 具有与空间电压矢量控制完全一致的控制效果，输出谐波含量很少。
仿真和实验验证了该方法的正确性。



参考文献：
[1] Dae Woong Chung，Joohn Sheok Kim，Seung Ki Sul . Unified Voltage Modulation Technique for Real-Time Three-Phase Power Conversion. IEEE Trans. on Ind. Appl. ，1998，34：374~380
[2] Jae Hyeong Suh，Chang Ho Choi，Dong Seok Hyun. A New Simplified Space-Vector PWM Method for Three-Level Inverters. APEC’99. 515~520
[3] Nikola Celanovic，Dushan Boroyevich. A Comprehensive Study of Neutral-Point Voltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-Clamped Voltage Source PWM Inverters. IEEE Trans on Power Electron，2000，15：242~249
[4] 钟彦儒，曾光，高永军，采用空间电压矢量PWM方法三电平逆变器研究。 电力电子技术，2000，1，10~13