具有功率因数校正的高效直流UPS变换器设计

张恩利，侯振义

(空军工程大学电讯工程学院，陕西    西安    710077）

1    引言

    在以往的DCUPS变换器中，不同程度地存在以下几方面的缺点：功率因数低，输出电压调节能力差，输入电压和电池之间无隔离，电池电流的低频谐波成分高，输入电流和效率都是储能电容电压的函数。

    本文所提出的变换器能够有效地克服上述缺点，它采用一种简单的结构将功率因数校正器，DC/DC变换器和电池充电级结合起来，这样，不仅可以提高功率因数，加快输出电压调节速度，增强电池的后备能力，而且使其具有暂时掉电或暂时间断供电时的快速响应能力，同时还具有多输出功能，整机效率高等优点。

2    变换器工作原理

    图1所示为本文所提出的变换器的电路结构框图，它由两个模块（主模块和辅助模块）和电池充电器构成。

图1    变换器的电路框图

    主模块是功率因数校正器，它为变换器提供正弦输入电流。辅助模块为DC/DC变换器，它不仅具有输出电压的快速调节能力和多输出功能，而且在市电正常的情况下，电池充电器能为电池提供充电电流。

2.1    电路分析

    如图2所示，主电路模块为一个反激式变换器，它通过整流器与交流输入相连，其输出由两个串联电容C₁，C₂组成，其中C₁和负载并联，作为整个变换器的输出；而C₂则作为储能元件。辅助模块同样为反激式变换器，它从电容C₂中吸收能量，从而保证输出电压具有快速调节的能力，同时，还可以在市电不正常时保持输出电压稳定。由于变换器中电容C₁，C₂所处的位置使能量只经过单次处理，因而整个变换器的效率变得很高。

图2    变换器电路图

    主模块和辅助模块的控制级虽然各自独立工作，但是都和各自的无效时间同步，从而确保能量正确地传送到负载。此外，充电器的控制级和两个模块也相互独立，可以在负载电流固定的条件下工作。

    无论主模块工作在连续模式或是不连续模式下，都可以获得较高的功率因数。而具体的工作模式还要根据负载的特性和等级来确定。辅助电路也可以工作在两种模式下，但是，在选择工作模式时一定要仔细，因为，它总是在市电不正常时或暂时掉电的情况下工作的。此外，要说明的一点是，变换的稳定性和输出电压的快速调节能力只和辅助模块的控制级有关。

    充电器是一个降压型变换器，它和电容C₂并联，并把从电容C2吸收的能量用来给负载提供电流或对电池进行充电。充电器工作在电流连续模式，可以在高频或低频时获得低谐波的负载电流。

2.2    工作模式讨论

    变换器可以在三种模式下工作：普通模式，充电模式和后备模式。

    在普通模式中，变换器可以等效为两个反激式变换器，等效电路如图3所示。

图3    普通模式工作时的变换器

    当开关管S₁，S₂导通时，电感L_P中储存的能量和电压V_in成正比，电感L_Paux中储存的能量和电容C₂上的电压成正比。二极管D₁，D₂，D₃关断，由于开关S₁用来对输入电流整形使之成为正弦波，开关S₂用来获得输出电压的快速调节能力，因此，两个开关管的PWM信号是不同的。但是，两个开关管在无效时间内又是同步的，这使得存储在电感L_P中的能量可以正确地传送到输出端。

    当开关管S₁，S₂关断时，储存在电感L_P中的能量通过二极管D₁传送到变压器T的次级和电容C₁，C₂中，储存在电感L_Paux中的能量则通过二极管D₂，D₃传送到电容C₁，C₃中，同时，由于电感L_Paux在辅助模块中的位置，使得电感L_P中储存的能量直接传送到每一个输出级。这时，辅助模块的工作等效为正激变换器。

    在充电模式中，主电路和控制电路的工作情况与普通模式时类似，不同的是此时充电器和电容C₂相并联，如图4所示，这时，电容C₂的电压作为降压变换器的电压源，主变换器使电容C₁，C₂上的电压保持不变。

图4    充电模式工作时的变换器

    当发生暂时掉电时，后备式工作开始，在这种模式中，电池与电容C₂并联，向辅助模块提供能量。当发生掉电时，变换器仍然工作在普通模式，直到电容上的电压比电池上的电压低0.7V为止。

    电池和辅助模块的连接方式允许在市电不正常时，保持快速的在线响应能力。在后备模式工作时的等效电路如图5所示。

图5    后备模式工作时的变换器

3    变换器的设计

    主变换器的平均输入电流为

    I_avg(t)=    （1）

式中：V_pk为输入电压的峰值；

      D为占空比；

      T_s为周期；

      n为匝数比；

      L_s为主模块反激变换器的次级电感值。

    次级电感值为

    L_s=    （2）

式中：V_pkmin为输入电压的最小峰值；

      R_o为负载阻抗；

      V_o为输出电压。

    占空比为

    D=    （3）

式中：K=。

    开关管S₁，S₂的电压应力为

    V_S1=n_(PFC)(V_C1＋V_C2)＋V_pkmax    （4）

    V_S2=n_(PFC)V_o＋V_C2    （5）

    二极管的电压应力为

    V_D1=(V_C1＋V_C2)＋    （6）

    V_D2=V_o＋    （7）

    V_D3=V_o1＋    （8）

    二极管D₁电流应力的峰值为

    I_pkD1=    （9）

    开关管S₁的电流应力的峰值为

    I_pks1=    （10）

    开关管S₁的电流应力的有效值为

    I_rms=D_(PWM)T_s    （11）

    二极管D₁电流应力的有效值为

    I_rmsD1=(2K)^0.75    （12）

    开关管S₂的参数由负载电流，电容C₂上的电压和电池的漂移电压共同决定。

    开关管S₂在普通模式和后备模式时的工作情况基本相同。只是在后备模式中，它要承受更高的电流应力。由于V_BAT比V_C2小，因此，开关管S₂的电压等级要根据普通模式决定。

    辅助电路补偿环的设计是一个关键，由于在3种工作模式中，它都是相同的，因此，恰当的设计可以得到更好的输出电压动态响应能力。为了分析变换器的稳定性，要对3种模式时的环路增益进行计算，普通模式和充电模式时的直流增益可依据电容上C₂的电压而定，而在后备模式时，则须根据电池的漂移电压而定。因此，为了确保在任何模式时都具有良好的工作性能，必须按照最坏情况来对环路进行设计。

4    试验结果

    为了证明本文提出的变换器的正确性，采用一个输入电压有效值在90～130V之间且输出功率为100W的电路来进行试验验证，V_o=48V，V_o1=12V。电池的特性为48V/7A。三个变换器的频率均为100kHz。

    元器件参数如下：

    C₁=C₂=C₃=220μF；

    D₁—D₃选用HFA15TB60，

    D_r，D₆选用MUR860；

    S₁选用IRFP460，S₂选用IRFP254，

    S₃选用IRF840；

    L_P=L_S=74μH，L_paux=L_saux=20μH，L_s2=2μH，L_B=6mH。

    图6和图7所示为变换器输入电压有效值为90V，工作在普通模式时，交流电压和电流的波形图。

图6    最大负载时交流电压和电流的波形图

图7    最小负载时交流电压和电流的波形图

    最大负载时的谐波成分如图8所示，可以看出，变换器满足EN61000-2-3标准，功率因数和总的谐波失真分别为0.99和4.9％。图9为变换器工作在后备模式时，当负载电流从100％变化到50％时，输出电压的响应。由于它只由辅助模块决定，因此，响应速度很快。图10，图11和图12为变换器在三种模式下的效率。

图8    最大负载时的谐波成分

图9    输出电压的暂态响应

图10    普通模式时效率曲线

图11    充电模式时效率曲线

图12    后备模式时的效率图

图13    暂时掉电时输出电压和充电电流波形图

    图13所示为当市电不正常时，输出电压和电池电流转向辅助模块时的性能。可以看出，当暂时掉电时，输出电压保持不变。此外，在后备式工作时，当电容C₂上的电压小于电池电压时，辅助电路从电池吸收能量。因此，后备式工作依电容C₂的保持时间而定。当变换器从后备式工作变换到普通模式工作时，电容C₂上电压值立即变化为普通模式时的值。从图14中可以看出，当变换器从后备式转换为普通模式时，输出电压有较小的过冲，这是由于补偿环很慢，因此，不可能很快地将能量通过主模块传递到电容C₁和C₂上，从而一小部分多余的能量便被传到了电容C₁上。

图14    市电恢复正常后输出电压和充电电流波形图

5    结语

    本文讨论了具有功率因数校正的高效DCUPS变换器的设计方案，重点分析了变换器的工作原理及设计过程。最后，通过实验验证了本文所提出的变换器能够有效地克服交流UPS的许多缺点，它不仅可以提高功率因数，加快输出电压调节速度，增强电池的后备能力，而且使其具有暂时掉电或暂时间断供电时的快速响应能力，同时，还具有多输出功能，整机效率高等优点。