iC,
iA=uA/RA=(Im+ΔIA)sinωt=Imsinωt+ΔIAsinωt
iB=uB/RB=(Im+ΔIB)sin(ωt-2π/3)
=Imsin(ωt-2π/3)+ΔIBsin(ωt-2π/3)
iC=uC/RC=Imsin(ωt+2π/3)
iN=iA+iB+iC=ΔIAsinωt+ΔIBsin(ωt-2π/3)
由余弦定理、正弦定理及图3可知:iN=· sin(ωt-α)α =arcsin
当只有A相有负载时
iN=iA=Imsinωt
当只有A、B相有负载时,假定RA=RB,
则:iN=iA+iB=-iC=-Imsin(ωt+2π/3)
当三相负载对称时,RA=RB=RC则:
iN=iA+iB+iC=0
从以上分析可知:中线电流iN有三种值:iN=0,
iN=+iN和iN=-iN。iN的的检测有两种方法,如图4所示。其中图4(a)是用两个小直流电容Cd1=Cd2形成直流电压中点N1作为中性点对iN进行检测;图4( b)是用小型NFT形成的中性点N1作为中性点对iN进行检测。当三相负载对称时iN=0,S7和S8都不导通;当iN=±iN时,±iN的正半周使S8导通,±iN的负半周使S7导通,逆变器四个桥臂在-iN和+iN时的开关方式如表2所示。这样,S1~S6的控制就可以采用带有电流内环的所有PWM控制电路,例如三相HCPM控制电路等。理论分析表明,采用iN控制S7和 S8的导通可以使控制精度提高,可以使输出电压、电流的波形更接近于正弦波,可以使S1~S6与S7、S8的控制分开独立进行。
下面以图4(a)为例来介绍用iN控制S7和S8导通的工作过程,假定三相负载是不对称的。
起动过程:起动前S7和S8处于关断状态,控制电路的直流电压已加上。在起动瞬间iN=0,所以电流互感器的CT2的次级无感应电压发生,“过零点检出”电路输出正电压使交流开关S9导通,N′与N1点之间有电流iN流过,电流互感器CT1次级的感应电压使S7或S8导通(iN正半周使S8导通,iN负半周使S7导通),逆变器进入工作状态。
正常工作过程:在iN过零期间,S7和S8不导通,CT1和CT2次级无感应电压,“过零点检出”电路输出正电压使S9导通。iN流通并在CT1次级感应出电压使S7或S8导通,此时,iN的大部分由N′点到N2点通过S7或S8流通,并在CT2的次级感应出电压,使“ 过零点检出” 电路输出零电压将S9关断,使iN全部通过S7或S8流通,进入到iN≠ 0期间。此时,虽然N1点与N2点电位不等,但由于S9的关断就切断了N1到 N2点之间流过的电流,以提高逆变效率。
由以上分析可知:开关S7和S8工作在基频ZCS状态,故可以采用无反并联二极管的晶闸管作开关,以减少成本,提高逆变效率。
当三相四桥臂逆变器采用iN控制S7和S8导通,与S1~S6采用HCP进行控制时,这两种控制是互不相关的,可以分别独立进行控制。对于S1~S6的 HCPM控制过程是这样的:三态HCPM周期地对滤波电感电流iLfA和给定电流 ira进行采样保持(Sample/Hold,简称S/H),滤波电感LfA即是滤波电感,又是 HCPM的积分环节,它给电流闭环控制提供一个斜坡函数,在采样点上,如果ira- iLfA=Δ i<- h时,则S1和S8导通,将+E加到LfA两端,使iLfA增大;如果 ira- iLfA=Δ i >+ h,则使S4和S7导通,将-E加到LfA两端,使iLfA减小;如果ira- iLfA=Δ i, - h<Δ i<+ h,则使S1和S7或S4 和S8导通,将LfA短路逆变器续流。
4 采用负载电流前馈式电压调节器
在采用HCPM控制时,为了提高逆变器的动态响应速度,应采用电压、电流双闭环控制,电压调节作外环,电流调节作内环,外环采用了PI调节器。这对于逆变器来说,当负载变化时输出电压也发生变化,输出电压有静差。为了消除电压静差,在采用PI调节器的基础上又加入了电流正反馈iAf和给定电压ura的微分支路。电流正反馈iAf与PI的输出ir以及ura微分支路的输出信号三者相加作为电流调节器的给定信号。这种调节方式称作“负载电流前馈式电压调节器 ”,其原理框图如图5所示。这种电压调节器的传递函数是个常数,其特点是与负载变化无关,无论负载如何变化其输出电压总是等于给定电压ur,不产生电压静差。
5 结 语
图1所示的三相四桥臂逆变器,可以省去△ /Y输出变压器,或中性点形成变压器,是三相四线制输出逆变器中体积重量最小的一种。
采用中线电流iN控制S7和S8的导通,是比较精确的控制方式,它消除了S7和S8桥臂对三相电流的牵制作用,可以使用于多种类型的带电流内环控制的PWM控制电路。
采用电流前馈式电压调节器,可以消除输出电压的静差,可以提高逆变器的动态响应速度。