P 。束结段阶此ug，等ub变时t="α" ω 当拉下向ub也把降续ua继而化变uc不的上端Cin两过通流有没Cin中容以所断关DB均桥整Dc和管极二则> <ub<udc，则二极管Dc和整流桥DB均关断。所以，输入电容Cin中没有电流通过，Cin两端上的电压uc不变化。而ua继续下降，把ub也向下拉。当ω t=α时，ub变得等于ug，此阶段结束。
2）阶段2[α～π]
在ω t=α，DB开始导通，ub被箝位到ug，使ub为恒定值。当ua继续下降时，uc必然增加。这样Cin被整流的电网电流充电。在ω t=π时，ua降至uamin，而uc则达到其最大值。
ucmax=ug－uamin （1）
3）阶段3[π～(π＋β)]
在ω t=π之后，ua从uamin开始增加，ub变得大于ug，迫使DB关断，因为ub低于udc，二极管Dc仍被阻断。同阶段1类似，电容Cin中无电流通过，uc维持不变。ua继续增加，ub继续提升，在ω t=π＋β时，此阶段结束。
4）阶段4[(π＋β)～2π]
在ω t=π＋β时，ub变得等于udc，二极管Dc开始导通，因为ub被箝位到udc，当ua继续增加时，uc必然下降。Cin的放电电流流入udc，在ω t=2π时，ua增加到uamax，而uc达到其最小值。
ucmin=ug－uamax （2）
在ω t=2π时，该电路工作又进入阶段1，重复下一个开关周期。
从上面分析可以看出，在该电路中的输入电流是断续的，它只在阶段2内有电流流过。在此阶段内，Cin上的电荷变化是：
ΔQch=Cin(ucmax－ucmin) （3）
把式（1）和式（2）代入式（3），并考虑到在阶段2时
udc=ug可得到
ΔQch=Cin(ug＋2Up－udc) （4）
式中：2Up=uamax－uamin——ua的交流峰-峰值。
因为，在整个开关周期内，整流二极管只在阶段2内导通，则一个周期内的平均输入电流就等于Cin的平均充电电流，即：
iin,av=fsΔQch=fsCin(ug＋2Up－udc) （5）
要使功率因数值大，就期望输入电流紧紧跟随输入电压，即：
iin,av∝ug （6）
如果在设计时，使
udc=2Up=ua,max－ua,min （7）
就会有：
iin,av=fsCinug∝ug （8）
这就意味着，如果满足式（7），该电路就会有良好的功率因数。这里，假定ua是正弦波形。事实上，ua可能是幅值恒定的其它任何波形。ua的直流偏置，也不是决定输入电流波形的因素。只要ua的峰-峰值（2Up）等于udc，就能保证获得良好的功率因数。
从式（5）还可看出，2Up不应小于udc，这可避免电网电压过零时，电网电流发生波形畸变。如果2Up<udc，则在ug≤|udc-2Up|时，电网电流会变成零。
2.2 输入电流波形和灯电流波形不好的原因
在实际电路中，输入电流可能畸变。这是由于Cin对逆变器电路的影响。该逆变器的工作可分为三个等效的拓扑，如图5所示。图5中R1a'是灯的等效电阻。图5表明，电容Cin在阶段1及阶段3，并不影响电路工作，但在阶段2和阶段4，Cin被接入了谐振电路。在交流等效电路中，Cin同Cr并联起来了。因此，该等效的逆变器，可近似为图6的电路。等效谐振电容值等于Cineq＋Cr（而Cb1仅仅是个隔直电容）。
(a） 阶 段1，3 (b) 阶 段2 (c) 阶 段4
图5 逆变器工作的三个子拓扑
转换后Cin的等效值可近似为一个可变电容Cineq，如图6所示。因为，在一个开关周期内，由Cineq泵入谐振电路中的电荷可由式（4）表示，Cineq两端上的电压变化等于2Up，则该等效的输入电容可以这样估算：
图 6 近似等效的逆变器
Cineq=ΔQch/ΔU=Cin(ug＋2Up－udc)/2Up （9）
通常，在交流电网电压半周期内，2Up和udc的变化是很小的，可通过适当的设计，使udc≈2Up，总能保持住。所以式（9）可写成
Cineq≌Cin(ug/2Up)∝ug （10）
尽管式（10）从数学上讲不是严密的。但它使我们能较好地理解Cin对谐振电路的影响。一般地说，由于Cin的影响，总的谐振电容值（Cr＋Cineq）是随着电网电压ug的下降而减小，如式（10）所示。这使得高频交流电压ua的幅值在电网电压半周期内成为可变的。从而，在此半周期内，式（7）就不能成立。于是，输入电流波形畸变了，THD也升高了。因为，灯的阻抗很接近一个具有负的动态值的电阻（负阻），则灯管电压上叠加的100Hz的纹波也会在灯电流波形上引发较强的100Hz纹波。结果，灯电流的波峰比CF值也变高了。
当电网电压变低时，总的谐振电容就变小了。在轻载状态，这可能引起该逆变器的谐振频率偏移到高于开关频率，谐振电路的电流iL将会超前回路电压ut。结果，导致功率开关管MOSFET不能在零电压下开 关 （ZVS） （ 详 见3中 的 论 述 ） 。 在 高 频 工 作 时 ，MOSFET中 的 二 极 管 的 反 向 恢 复 电 流 可 能 会 损 坏MOSFET器 件 （ 详 见3中 的 例 子 ） 。
虽然，选用大的Cr（Cr》Cin）可能会降低Cin引起的影响，但谐振电感器中的电流应力仍然很高。所以，从效率和Lr的体积尺寸两者来考虑，选用大的Cr并不可取。
3 改善输入电流及灯电流波形的办法
根据式（5），要获得正弦输入电流波形，有两个途径：一是调整MOSFET管的开关频率fs，二是获得一种关系式：2Up=udc。调整fs就需要复杂的控制电路，况且，也难保证得到低的灯电流波峰比CF。因此，设法使2Up=udc，是可选择的途径。
3.1 基本的解决思路
图1基本电路的波形示于图7。由于Cin的调制作用，ua的包络线上有明显的100Hz纹波。uc的变化，也不能跟随输入电压ug。为得到良好的输入功率因数，应该滤平ua的包络。在特殊情况下，2Up总是大于udc，可以采用二极管箝位技术，来滤平ua的包络。此电路示于图8，其波形如图9所示。ua的包络被箝在udc（在这种情况下，uamax=udc，uamin=0），式（7）总能成立。可获得正弦输入电流波形。
(a) ua波 形 (b) uc波 形
图7 基本电荷泵电路中的ua及uc波形 （2Up>udc）
图8 带箝位二极管后的改进电路
(c) 模 态3：iL> 0，ua=udc
(d) 模 态4：iL>0，0P udc>
(e) 模 态5：iL< 0，0
(a) 模 态1：iL< 0，0ua<udc
(b) 模 态2：iL > 0，0<ua<udc
图9 有箝位二极管后，改进电路的ua及uc波形
3.2 工作原理
该逆变电路的稳态工作可分成六个工作模态，如图10所示。图中，ZA代表Cineg，Cr及R1a'＋Cb1的等效组合。图11为该电路的仿真波形。在下面讨论中，正向电流和电压的方向按图10所示定义。
图 10 在新电路中的六个工作模态
1）模态1
S2关断，电感电流反向流经D1，使S1可在ZVS状态导通。在这种模态下，ua小于udc，uLr1总是正的。从而，电感电流iL的幅值下降，当iL降到零时，这种模态结束。
2）模态2
S1导通，因为ua处于0和udc之间，Da1和Da2均截止。由于电感电压的极性关系，电感电流iL维持正向增长。当ua达到udc时，这个模态结束。
3）模态3（箝位模态或续流阶段）
Da1导通，ua被箝位到udc，uLr1为零。因此iL通过Da1和S1续流。当S1截止时，该模态结束。
4）模态4
S1截止，迫使正向的电感电流流经D2。从而使S2以ZVS导通。在这种工作模态中，ua总是正的，所以，电感电压uLr1总是负的，电感电流的幅值下降。当电感电流变成零时，该模态结束。
5）模态5
S2导通，Da1和Da2都不导通。因为ua是处在udc和零之间。加在Lr1上的电压是负的。因此，电感电流按反方向增加，如图11所示。在降到零时，该模态结束。
图11 新电路的理论波形图
（uf为开关电压，虚线为无箝位二极管，实线为有箝位二极管 ）
6）模态6（箝位模态或续流阶段）
Da2导通，ua被箝位到零。电感电流经过Da2及S2续流。在S2截止时，该模态结束，又接着模态1开始下一个循环。
图11表明了有箝位二极管和没有箝位二极管的波形图。没有箝位二极管时，谐振电路电流超前回路电压，不能保证ZVS状态。但是在有箝位二极管时，谐振电路电流就变得滞后回路电压了（由于被箝位二极管引发的续流阶段），MOSFET中的二极管在该开关管导通前总是导通着。自然就可得到ZVS状态。所以，在采用了二极管箝位技术后，ZVS的负载范围变宽了。通过适当的设计，使该箝位二极管只在很短时间内导通，这样箝位二极管的电流应力就会很小。
3.3 进一步的改进措施
从图11可看出，图8所示电路中的灯电压波形（ua－udc/2）不是正弦波，这是由于箝位工作模态所致，从而，灯电流中就存在高频谐波分量。这会引起EM1辐射问题。此外，在负载变轻时，该基本电路会受较高的电压应力。这可采用第二级谐振技术来解决。图12为最后所形成的电路。图中Lr2和Cr2构成第二级谐振电路。这可以在负载变轻时，把直流母线上的电压降低，并且还提供必要的电压变换增益去点亮灯管，同时又满足式（7）（这是高功率因数所需要的），由于Lr2及Cr2的低通滤波作用，灯电流波形就接近正弦波。其EM1辐射就小了。因为ua的包络线被箝到udc，灯电流中电网频率的纹波也会很小，灯电流的波峰比也下降了。
图12 采用二级谐振有箝位二极管的镇流器电路
4 实验结果
为验证上面的理论分析，进行了实验。图13是在图12中没有箝位二极管时的波形。其功率因数为98％，而输入电流的THD是10.4％，灯电流的波峰比CF是2.4。
图 13 没有箝位二极管时的波形
图14是有箝位二极管时的波形（电路参见图12）。图中元件参数如下：Lr1=400μH，Cr1=1.2nF，Cin=28nF，Lr2=800μH，Cr2=9.4nF；输入电网电压是交流220V，所以udc为310V，工作频率为50kHz。功率因数0.995，THD是4.5％，CF是1.58。
图14 采用二级谐振有箝位二极管时的波形
图12电路同图1所示的基本电路相比较，所用磁性元件数相同。图1所示电路中的变压器是必不可少的，这是为了获得适当的电压变比，去点亮灯管，同时要满足式（7）。但图1电路中的谐振电感器的体积尺寸很大，因为它必须在灯点亮瞬间，能维持较大的伏·秒积（在灯点亮瞬间，灯电流较大，有大的电流通过谐振电感，此时，电感不应进入磁饱和）。相反，谐振电感器的Lr1体积尺寸却小得多，因为，在点灯瞬间，Lr2和Cr2之间的第二次谐振，使得ua很小。实验结果表明，所用磁材总体积从基本电路中62cm3降到新电路中的42cm3。虽然在新电路中多用了2只二极管，但新电路中，整个半导体开关器件上的电压应力却大大低于基本电路的电压应力。因而，开关器件的价格也降低了。
5 结语
基本的“电荷泵”电子镇流器电路，输入电流的THD高，灯电流的CF高，此外，在轻负载时和低的电网电压时，不易保持ZVS状态。而通过采用简单的二极管箝位技术，使输入电流的波形和灯电流的波形大大改善了，THD和CF明显地降低了。而由于引入了续流阶段，使ZVS也容易维持。此外，由于磁性元件体积的减小，半导体开关管上电压应力的减小，使新电路的成本也降低了。
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