6变压器的测试
测量图16所示变压器等效电路参数，通常是为了验证要求的计算值。两种简单的测试能确定导出的参数。
6.1开路测试
这种测试通常是在低频下进行的，所以变压器的电容项可以忽略。这种测试电路如图20所示。
变压器额定电压常加在原边线圈端子上。副边线圈开路，所以副边没有电流流动、副边没有漏电
图19具有差模输入的扼流圈
图20开路测试
图21短路测试
图22具有电源和负载的等效电路
图23低频等效电路
图24低频响应
图25高频等效电路
感、副边绕组可以忽略。通常，原边漏感和电阻比励磁电感和磁心损耗等效电阻小得多，也可以忽略。简化等效电路如图20右边所示。测量所加电压和由它引起电流的幅值和相位就能得出励磁电抗和磁心损耗等效电阻。现代阻抗电桥能完成必需的计算并以数字方式直接给出电感和电阻的测量值。
因为在测试中励磁电感是在副边绕组开路情况下测得的，所以一般称之为开路电感（LO或OCL），在本文中将始终使用这一专门术语。
6.2短路测试
再一次忽略绕组内部的电容，得到的测试电路如图21所示。
副边线圈是短路的，使额定电流流过原边绕组的端点上。由于短路电压U1很小，开路电感和磁心损耗等效电阻要比副边开路时小得多，所以能被忽略。短路测试最终等效电路如图21右边所示。折合到原边的将是漏电感和绕组电阻的测量值（见2.13节）。测量原边的电压和电流的幅值与相位就能得出电感和电阻值（LL=LLP＋LLS/n2,RL=RP＋RS/n2）。
绕组电阻的测量也可以直接用直流电压加在原边或副边绕组进行测量。测得的电阻就是每个绕组的直流电阻（DCR）。
7频率响应特性
下面用第3节变压器的等效电路和有关的简化假设去描述一般宽带信号变压器的频率响应曲线。在感兴趣的频率范围内，绕组之间的电容假设可以忽略。
我们可画出变压器接有电源和负载（假设两者都是纯电阻性的）的等效电路，并对它作进一步简化得出的等效电路如图22所示，图中负载电阻，副边的漏感和副边绕阻电阻全部换算成理想变压器原边的元件。
7.1低频响应
在低频时，对图22等效电路作出进一步简化是可能的：
（1）CD的阻抗值足够大，可以忽略；
（2）RSOURCE和RP可合并为一原边电阻R1。
RPRSOURCE；
（3）RLOAD，RC和RS可合并为一电阻R2。
RSRLOAD，RCRLOAD；
（4）漏感电抗足够小，可以忽略。
在上述假设下，画出的低频等效电路如图23所示。U2和负载两端的电压非常接近。L0的阻抗（开路电感）和频率f成正比。当频率f减小时，R2和L0并联的阻抗也减小。当f0时U20，如图24所示。
低频响应主要是开路电感作用。当开路电感增加，低频响应就能得到改善。
7.2高频响应
在高频时可按下面的假设对图22作进一步的简化：
（1）开路电感L0的阻抗足够大，可以忽略；
（2）RSOURCE和RP可合并为一原边电阻R1。
RPRSOURCE；
（3）RLOAD，RC和RS可合并为一电阻R2。
RSRLOAD，RCRLOAD
（4）漏电感可以集中在一起。
在上述假设下，我们能画出其高频等效电路如图
图28等效电路的时域响应
图29上升沿等效电路
图30上升沿的波形
25所示。U2和负载两端的电压非常地接近。LL的阻抗和频率f成正比。CD的阻抗和频率f成反比。两者引起的效应是：当f∞则U20，如图26所示。
高频响应主要是漏电感和分布电容起作用。当这些参数值很低时，就能得到比较好的高频响应。
7.3运行的频率响应
在理想的情况下，变压器的运行区间在它频率范围之内，变压器就相当于一个理想元件。
,如果RSOURCERLOAD则U2=U1
在实际等效电路参数下，会使输出电压减小一些，这种衰减通常用插入损耗（dB）来表示。
插入损耗（dB）=10log（U2/U1）
综合7.1～7.3节可得到图27所示的频响曲线。
8时域响应特性
图32脉冲平顶响应
图31脉冲平顶响应的等效电路
图33下降沿等效电路
图34下降沿的响应
图35变压器的脉冲响应
本节将给出一个简单脉冲变压器的时域响应特性的简单说明。完整的含有许多方程分析起来相当复杂，为了简化分析，在本节中做下列假设：
（1）绕组电阻和源电阻及负载电阻相比是可以忽略的；
（2）漏电感可以集中在一项里；
（3）磁芯损耗电流和负载电流相比可以忽略；
（4）绕组之间的电容效应可以忽略。
这些假设对大多数实际情况来说是可行的，不会改变所获得基本特性的数据。在此假设下，可把图22的等效电路简化成如图28所示。
8.1脉冲上升沿响应
等效电路如图29所示。对于瞬间变化的输入电压而言，加在它上面的开路电感的阻抗是趋向无限大，可以忽略。假设源电阻R1也可忽略。
在此假设下，计算节点X的电流，并通过对它的方程求导数就能得到二次微分方程：
这个方程的解是：
U2=U1(1＋Ae－αt＋Be－βt)(23)
图27变压器的频率响应
图26高频响应
由这个方程得出的波形如图30所示。超调量和波形的上升时间取决于R2，L2和CD的值。
8.2脉冲平顶响应
在脉冲上升沿的过渡过程结束后，就进入理想脉冲的第二阶段，脉冲平顶响应部分。其等效电路如图31所示。漏电感远小于开路电感，可以忽略。在脉冲峰值持续期间分布电容上电压的变化率是很小的，通过它的电流比负载电流很小，所以它也可以忽略。
在此假设下，我们再一次计算电流，并通过它的方程对时间求导数，就能得到一次微分方程：
此方程的解是：
负载电压离开初始值后按指数规律下降，如图32所示。下降速率和开路电感成反比，即开路电感L0数值愈大，在脉冲持续期间，负载电压偏离初始值就愈小。
8.3脉冲下降沿响应
等效电路如图33所示。漏感通常比开路电感小，可以忽略。
在此假设下，先计算电流，然后再通过它对时间求导数，可以得到二次微分方程：
此方程的解是：U2=U1(Aeαt＋Beβt)
波形的形状取决于开路电感和CD的数值。
如果磁芯的励磁电流可以忽略，则其衰减的波形，一般来说是指数衰减的阻尼正弦振荡，如图34所示。
如果忽略了过大的励磁电流，随着磁场的衰减，将会发生一个再生电动势，引起一个很大的下冲。
综合8.1和8.3节的结果，就能得到完整的脉冲响应曲线，如图35所示。为了清楚起见，图中的过渡过程和下降的峰值是被放大了的，在一个好的变压器设计中，这些将是很不显著的。
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