Abstract：A novel inductor voltage control(IVC) method capable of achieving any input power factor including unity is being proposed for buck-type ac-dc pulsewidth modulation(PWM) converters. Simulation and experiment verify this control is much less sensitive to parameter and control signal changes than the existing delta modulation control.

Keyword：inductor voltage control ac-dc converters unity power factor

1 引言

　　相对传统的晶闸管AC/DC变换器，利用PWM控制的AC/DC变换器，具有输入电流接近于正弦波的特性和高的功率因数。近来，对于经常被用于UPS系统，交流驱动等场合的PWM控制的Boost AC/DC变换器的输出电压总是高于输入交流电压峰值已引起了很大的注意。而不同于Boost模式的Buck AC/DC变换器的输出电压远低于交流输入电压的峰值，甚至可以减少到零。这个优越的特性在具有过流/短路电流限制的AC/DC整流中是非常有必要的。然而，Buck模式在大功率的GTO应用中遍受欢迎，至于在中/低功率的IGBT’S或MOSFET’S电路中，附加串联二极管将会带来传导损耗的增加。且针对在该模式中已有的三角波调制控制(DMC)[1]，也可以称为电容电压控制(CVC)如图1所示，所存在的控制结构复杂，对电路参数和控制信号的微小扰动十分敏感，于是设计了一种新的电感电压控制(IVC)适用于中/低功率的PWM控制的Buck模式的AC/DC变换器。

2 电容电压控制[1]

　　在Buck AC/DC变换器中普遍使用的两种控制方法是电流正弦PWM和CVC技术。如图1所示，在图中，输入电容电压Vc1被迫跟踪正弦参考电压Vc1*,输出直流电压闭环控制。采用误差放大器的输出VC来决定Vc1*的大小。电感L1是外加电感和电路的自身等效电感之和。由相量图2可见，Vc1的很小变化都会引起电感电压VL1的较大变化，甚至由于负载或基准电压

的变化导致Vc1*中的小扰动都会引起输入电流的不可接受的巨大变化，这样就必须附加输入电流的内环控制和采用限制的上限电流以防止输入浪涌电流。其结果是控制更加复杂化。

图1 单相DMC Buck 交直流变换器　　　　 图2 输入电压，电流相位图
　　表1仿真结果清楚地显示了Vc1*的幅度受到扰动时，输入电流幅度戏剧性的变化。同时，相角很小，因Vc1几乎与 同相位，在 中一个小的误差都会极大地影响电感电压幅度和相位的大小及输入电流。如果给定输入电压电流，则取决于L1和其内阻；如需得到高功率因数，就需精确地设计L1且其内阻被精确地模型化，输入电压相位需准确地被检测到。这一切必将使控制更加复杂化。表2示出了当Vc1的相位扰动时，功率因数明显下降。
表1 输入电流幅度与控制量的关系　　　表2功率因数与参考相位的关系

3 电感电压控制[2]

　　为了克服CVC的缺点，提出了IVC的方法，如图3所示，用电感电压代替电容电压作为控制信号，通过直接控制VL 对参考信号的变化就不敏感且保留了DCM的快速动态响应，执行简单。VL1的相位相对于 为理想的900。其它任意功率因数都可以通过调节这个相位角来获得。并且该电路无需附加电路控制环，任何VL1的相位或幅度的误差不必放大且L1C1本就是用于开关电流的滤波的。仿真结果如表1,2所示。

图3　单相IVC Buck变换器

4 电路分析

　　电路如图3所示，开关(S1,S4)和(S2,S3)以互补的方式工作，以确保输出直流电流不间断，工作模式如图4(b),S2,S3开通时，电感电压达到滞环的下限带，之后电感电压将上升进入模式1(M1)直到达到上限带。接着S1,S4开通，引起模式2(M2)电感电压下降再次到下限带。对应着电容电压在M1下降，在M2上升。在此注意一点的是：因L2是大电感，故 总是大于 峰值，则直流输出电流IO必大于输入正弦电流的幅值。

图4（a）电感电压的变化　　图4　(b)电感/电容的工作模式
　　而其电路的工作模式如图5示，

图5　电路的两种工作模式
　　设分析条件为：
　　（1） 在频率 时是作正弦变化的。

　　　　　　　　　　　　　　　(1)

　　　　　　　　　　　　　　　(2)
　　（2）开关频率对于输入电压的频率是足够大，故在开关周期中，输入电压被认为是定值。
　　（3）输出电容Co足够大以致于输出电压纹波被忽略除对纹波分析外。
　　（4）输出电流 总是大于输入电流 的峰值，即IO已知。设D是开关S2,S3的占空比，则S1,S4的占空比为1－D，则通过T2,T3的平均电流为D ,而T1,T4的平均电压为DVc1。根据功率平衡，则

　　　　　　　　　　　　　　 (3)
　　而S2,S3开通时电容C1流过的电流为 ,导通时间为

　　　　　　　　　 (4)
　　同样，S2,S3关断时，关断时间为

　　　　　　　 (5)
　　因此占空比为 　　　　　　　　　 (6)
　　把(2)式代入(6)式，可得： 　　　　　(7)
　　如果输出电流纹波忽略， 等于Io，那么 k在一个电源周期中是定值。在此条件下，占空比以平均值0.5的值正弦变化。同时，由(4)式，(5)式得到D的最大值，最小值分别为

　　　　　（8）

　　　　　（9）

图6　(S1,S4),(S2,S3)的占空比的变化
　　输出电感电压作为输出采样信号，决定 大小，故由图(3)可得

　　　（10）
　　由于C1的容抗在电源频率时远大于L1的感抗值，Vc1约等于输入电压 。设低电流纹波为 ，且和式(1)~(3)代入(10)式，得

　　　 （11）
　　由此可见，通过L2的电压是以两倍电源频率的正弦而变化的。

5 仿真及实验

　　通过前面的分析，得到仿真及实验波形如图7,8所示。仿真及实验条 ，Io=3.0A,Po=60w,L1=3mH,C1=25uF，L2=60mH，Co=4700uF

图7　 仿真波形
　　图7(a)为输入电流，电压，输出电流的波形。输出电流总是大于输入电流，且输出纹波电流以两倍频变化。(b)图给出了电感电流如何在滞环带内跟踪参考信号变化的。

图8单相Buck变换器的实验波形(x:5ms/div)
(a)ⅰ:

20v/div; ⅱ：

1A/div
(b) ⅰ:

1A/div; ⅱ:

1A/div
(c) ⅰ:

2 v/div;ⅱ:

2 v/div
　　图8(a)给出了输入电压与输入电流的波形，可见是同相位即输入功率因数近于1。(b)为输入电流与输出电流波形，这个结果比图7(a)仿真结果好的多，其值远远大于输入电流的值，与理论分析相一致。(c)图是电感电压的波形，与仿真结果相同：电感电压以正弦波形在滞环带内紧紧跟踪参考信号的变化而变化。

6 结论

　　所提出的IVC单相Buck变换器能在任何功率因数下实现输入电流的正弦化，可以和一个电压环或其它控制环节相组合使用。与三角波控制(CVC)相比有以下几点优点：(1)新颖且完善，(2) 动态响应非常快，(3)控制非常简单。在直流电动机的驱动和具有电流限制的交/直整流电路中有很好的使用前景。

参考文献

[1] B.M.M.Mwinyiwiwa, P.M.Birks, and B.T.Ooi,Delta-modulated buck type PWM converter,”in IEEE IAS Annu .Meeting Rec,June 1992.
[2] R.Srinivasan,M.Palaniapan, and R.Oruganti,A single phase two-switch buck type ac-dc converter topology with ivductor voltage control,” in 28th Annu.IEEE Power Electron.Specialists Conf.’97.June 1997.